Разработка источника питания для системы диагностирования блока Д19-1 МСНР 9С32М1

0

ДИПЛОМНЫЙ ПРОЕКТ

Разработка источника питания для системы диагностирования блока Д19-1 МСНР 9С32М1

Аннотация

Пояснительная записка содержит ___ страниц, в том числе __ рисунков, ___ таблиц. Графическая часть выполнена на 6-и листах формата А1.

В пояснительной записке изложены обзор и анализ существующих технических решений узлов традиционных источников питания, представлены формулы для оценки и расчета параметров отдельных узлов источников питания для электронной аппаратуры.

Предложено техническое решение управляемого источника питания на основе широтно-импульсного управления (широтно-импульсной модуляции – ШИМ) напряжением питания с использованием ШИМ-контроллера, которое позволяет существенно повысить качество выходных напряжений как с точки зрения требований по стабильности, так и по динамической нагрузочной способности. Особое внимание уделено синтезу и расчету отдельных частей проектируемого источника питания, а также разработке монтажной печатной платы спроектированного изделия.

Диплом содержит расчет экономической части спроектированного устройства.

Summary

The explanatory note contains ___ pages, including __ figures, ___ tables. The graphic part is executed on 6 sheets of format А1.

In an explanatory note the review and the analysis of existing technical decisions of units of traditional power supplies are stated, formulas for an estimation and calculation of parameters of separate units of power supplies for the electronic equipment are submitted.

The technical decision of the controlled power supply is offered on the basis of pulse-width management (pulse-width modulation - ШИМ) a pressure of a feed with use of the ШИМ-CONTROLLER which allows to raise essentially quality of target pressure both from the point of view of requirements on stability, and on dynamic loading ability. The special attention is given to synthesis and calculation of separate parts of the projected power supply, and also development of the assembly printed-circuit-board of the designed product.

The diploma contains calculation of an economic part of the designed device.

Содержание

Введение………………………………………………………………………….6

1 Анализ управляемых источников питания…………………………………..7

1.1 Способы регулирования напряжения………………………………………7

1.2 Управляемые однофазные выпрямители…………………………………..7

1.3 Система управления выпрямительными устройствами…………………..12

1.4 Сглаживающие фильтры……………………………………………………16

1.4.1 Анализ требований к параметрам сглаживающих фильтров…………..16

1.4.2 Фильтры с пассивными RLC-элементами……………………………….17

1.5 Импульсные преобразователи и стабилизаторы напряжения……………21

1.5.1 Особенности импульсного метода регулирования постоянного напряжения……………………………………………………………………....21

1.5.2 Анализ параметрических и компенсационных стабилизаторов напряжения и тока……………………………………………………………....24

1.6 Выбор направления разработки источника питания……………………..29

2 Разработка структурной схемы……………………………………………....31

3 Проектирование и расчёт электрической принципиальной схемы………..36

3.1 Проектирование сетевого фильтра СФ1………………………………......36

3.2 Расчёт выпрямителя-фильтра ВпФ1……………………………………….36

3.3 Проектирование и расчёт ключей………………………………………….38

3.4 Расчёт импульсного трансформатора……………………………………...40

3.5 Расчёт выпрямителя-фильтра ВпФ2……………………………………….43

3.6 Расчёт выпрямителя-фильтра ВпФ3……………………………………….45

3.7 Разработка узла ШИМ с элементами АД и Дл1…………………………..45

3.8 Разработка источников питания STU^* (DA2, DA3,DA4)…………………45

4 Разработка печатной платы ……………………………………………….....49

4.1 Определение объектов для разработки конструкции………………….....49

4.2 Составление файла с принципиальной электрической схемой……….....49

4.3 Составление файла с печатной платой…………………………………….49

5 Экономическая часть…………………………………………………………53

5.1 Расчёт затрат на стадии создания нового устройства……………………53

5.2 Расчет на стадии серийного производства………………………………..59

6 Безопасность труда……………………………………………………………61

6.1 Анализ и обеспечение безопасности труда……………………………….61

6.1.1 Мероприятия по улучшению условий труда……………………………65

6.2 Расчёт искусственного освещения………………………………………...67

6.3 Возможные чрезвычайные ситуации……………………………………...69

6.3.1 Расчёт времени эвакуации людей при пожаре………………………….71

Заключение………………………………………………………………….…..74

Список использованных источников…………………………………….……75

Приложение А Схема электрическая принципиальная

Приложение Б Перечень элементов

Приложение В Сборочный чертёж

Приложение Г Чертежи печатной платы

Введение

Требования к системам диагностирования, предназначенным для этапа эксплуатации, могут варьироваться в широких пределах в зависимости от условий эксплуатации, требуемой продолжительности, периодичности проверок, достоверности результатов и глубины поиска дефекта. Но независимо от этого к источникам питания средств диагностики всегда предъявляются высокие требования. Это обусловлено тем, что источники питания должны обеспечивать не только качественное управляемое питание диагностируемых устройств радиоэлектроники, но и при этом должны обеспечивать на высоком уровне качество питания источников тестовых сигналов средств диагностики, по погрешностям значительно меньших, чем допуски режимов и элементов диагностируемых узлов.

Особые требования предъявляются к источникам питания средств диагностики, предназначенных для эксплуатации в полевых условиях. Это, кроме качества источников питания, в первую очередь, малые габариты, высокий коэффициент полезного действия, низкие требования к первичному источнику питания – сети переменного тока.

Вся перечисленная совокупность требований должна находится в основе технического задания на проектирование источников питания средств диагностики и диагностируемых устройств. В рамках указанных требований в настоящем проекте и проведен поиск подходящих для этих целей узлов источников питания, произведен их анализ, выработано техническое предложение решения проекта и на его основе разработана проектно-техническая документация источника питания.

1 Анализ управляемых источников питания

1.1 Способы регулирования напряжения

Современные полупроводниковые выпрямительные устройства, как правило, имеют системы автоматического регулирования выходных электрических параметров. При использовании для выпрямителей большой мощности тиристоров системы управления получаются довольно сложными. Кроме того, надежность управляемых полупроводниковых вентилей ниже, чем диодов, а стоимость выше. Эти причины заставляют в ряде случаев отказаться от применения тиристоров и изыскивать возможность регулирования выпрямленного напряжения выпрямителей, выполненных на диодах.

Выпрямленное напряжение выпрямителя на диодах можно регулировать: на стороне постоянного тока - при помощи реостата или потенциометра; на стороне переменного тока:

а) изменением подведенного к выпрямителю переменного напряжения (переключением под нагрузкой отпаек трансформатора или автотрансформатора, питающего выпрямитель, а также плавным изменением подводимого к выпрямителю напряжения при помощи трансформаторов с подвижными катушками или выдвижными сердечниками);

б) использованием дросселей насыщения, подмагничиваемых постоянным током (магнитных усилителей); при этом дроссели насыщения могут быть выполнены в виде отдельных устройств либо сам трансформатор может содержать насыщаемый постоянным током сердечник.

Отдельную область представляет регулирование выпрямленного напряжения с помощью управляемых вентилей - тиристоров, которое можно осуществить несколькими способами:

1) регулирование путем изменения параметров вентилей, входящих непосредственно в выпрямитель;

2) регулирование параметров вентилей, включенных в первичную обмотку трансформатора;

3) широтно-импульсное регулирование на стороне постоянного тока.

Регулирующее устройство необходимо выбирать, исходя из ряда факторов, важнейшими из которых являются требования к диапазону регулирования, величине и числу ступеней напряжения или плавности изменения напряжения, коэффициенту мощности и КПД.

1.2 Управляемые однофазные выпрямители

Регулирование выпрямленного напряжения путем изменения моментов отпирания тиристоров связано с искажением формы напряжения и тока вентилей, обмоток трансформатора и цепи нагрузки, а также со сдвигом фаз основных гармоник тока и напряжения по сравнению с неуправляемым режимом.

На рисунке 1.1,а показаны временные диаграммы напряжений и токов идеальной однофазной схемы с нулевым выводом (рисунок 1.1,г) при активной нагрузке (L_др=0) для произвольного значения угла регулирования a, определяемого положением отпирающих импульсов тиристоров u_y₁ и u_у2 по отношению к ЭДС полуобморок трансформатора e₁ и е₂.

Рисунок 1.1 - Временные диаграммы токов и напряжений

однофазного выпрямителя с нулевым выводом

Среднее значение выпрямленного напряжения в этом случае

(1.1)

Для нерегулируемого режима α=0, U_ср._x_._x=2E₂_m/π , поэтому при α¹0

(1.2)

Полученное выражение представляет собой регулировочную характеристику выпрямителя U = f(α). Для данного режима среднее значение выпрямленного напряжения будет равно нулю при α = π.

В отличие от нерегулируемого режима, в рассматриваемой схеме напряжение на тиристоре перед отпиранием имеет положительные значения. Прямое напряжение на тиристоре будет максимальным и равным E_2m при α > π/2. Обратное напряжение на тиристоре после перехода тока через нуль определяется отрицательным значением анодной ЭДС того же тиристора. С момента вступления в работу очередного тиристора обратное напряжение определяется результирующей ЭДС (е₁- е₂) вторичной обмотки трансформатора. Обратное напряжение на тиристоре будет максимальным и равным 2E_2m при α < π/2.

Среднее значение тока тиристора I_а = I_срα/2. Действующее значение тока тиристора (или вторичной обмотки трансформатора)

(1.3)

где D - коэффициент формы кривой тока.

С увеличением угла регулирования a коэффициент формы кривой тока D растет, что необходимо учитывать при проектировании стабилизированных выпрямителей.

Расчетные мощности обмоток и типовую мощность трансформатора определяют, исходя из неуправляемого режима.

В связи с тем, что при изменении угла регулирования происходит сдвиг во времени первой гармоники потребляемого из сети тока (тока первичной обмотки трансформатора) i₍₁₎₁ относительно питающего напряжения (ЭДС), управляемый выпрямитель потребляет из сети реактивную мощность даже при чисто активной нагрузке. Коэффициент сдвига первой гармоники тока питающей сети i(₁)₁ относительно питающего напряжения (ЭДС)

(1.4)

где - амплитуда косинусной составляющей первой гармоники разложения в ряд Фурье тока i₁;

- амплитуда синусной составляющей первой гармоники разложения в ряд Фурье тока i₁.

Действующее значение первой гармоники тока в первичной обмотке трансформатора

. (1.5)

Коэффициент искажения выпрямителя /5/

. (1.6)

Коэффициент мощности выпрямителя /5/

. (1.7)

Коэффициент пульсаций первой (основной) гармоники выпрямленного напряжения

. (1.8)

При активно-индуктивной нагрузке, когда L_др ¹ 0, схема может работать в двух режимах: непрерывного (a = π) и прерывистого (a < π) тока нагрузки. На рисунке 1.1,б показаны временные диаграммы токов и напряжений идеальной схемы для первого режима.

В отличие от режима при активной нагрузке здесь кривая выпрямленного напряжения на интервале α имеет отрицательные значения. Это объясняется тем, что энергия магнитного поля индуктивности нагрузки поддерживает ток в тиристоре и после перехода анодной ЭДС через нуль (на интервале α). Среднее значение выпрямленного напряжения

. (1.9)

Обратное напряжение на тиристоре – в отличие от режима при активной нагрузке – определяется линейным значением ЭДС вторичной обмотки (e₁- e₂) как на интервале α, так и на интервале (π - α) .

Коэффициент мощности выпрямителя в данном режиме тем ниже, чем больше угол регулирования α. Это объясняется тем, что сдвиг по фазе основной гармоники тока первичной обмотки трансформатора по отношению к напряжению сети с увеличением угла α также увеличивается.

На практике индуктивность L_а, имеющая реактивное сопротивление х_аи обусловленная потоками рассеяния первичной и вторичной обмоток, приводит так же, как и в неуправляемых выпрямителях, к появлению угла коммутации γ. На рисунке 1.1,в показаны диаграммы токов и напряжений при L_a0. Выпрямленное напряжение снижается не только за счет угла регулирования α, но и за счет коммутации. Среднее значение потери выпрямленного напряжения, обусловленного коммутацией,

. (1.10)

Зависимость изменения токов во время коммутации определяется так же, как и для неуправляемого выпрямителя. Поэтому

. (1.11)

Получаем уравнение внешних характеристик управляемого выпрямителя при учете индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора

. (1.12)

Из последнего выражения видно, что с увеличением угла регулирования α среднее значение выпрямленного напряжения снижается. Если принять, что во время коммутации токи в вентилях изменяются по прямолинейному закону, то сдвиг по фазе первой гармоники тока i₍₁₎₁ относительно напряжения u_l можно принять как φ₁ = α + γ/2. Коэффициент мощности выпрямителя в этом случае

(1.13)

Для уменьшения потребляемой из сети реактивной мощности, а, следовательно, для улучшения коэффициента мощности выпрямителя, при работе выпрямителя с большой индуктивностью L_др в схему добавляется нулевой вентиль ДО, шунтирующий нагрузку (рисунок 1.1,г). На рисунке 1.1,д показаны временные диаграммы, поясняющие принцип работы без учета L_a.

Нулевой вентиль ДО включается в те моменты, когда вторичные ЭДС меняют знак с положительного на отрицательный. На интервале a ток протекает через нагрузку и нулевой вентиль. Так как нулевой вентиль шунтирует нагрузку, то выпрямленное напряжение в эти отрезки времени равно нулю. В результате первая гармоника тока в первичной обмотке оказывается сдвинутой по фазе относительно напряжения сети на угол α/2 (без нулевого вентиля этот угол равен α).

Действующее значение тока в вентилях В1, В2 и полуобмотках трансформатора

. (1.14)

Действующее значение первой гармоники тока в первичной обмотке трансформатора

. (1.15)

Коэффициент искажения

. (1.16)

Коэффициент мощности выпрямителя

. (1.17)

Обратное напряжение на рабочих вентилях, как в обычной схеме, определяется линейным напряжением вторичной обмотки. Обратное напряжение на нулевом вентиле определяется фазным напряжением.

Однофазные управляемые выпрямители, как правило, выполняются по мостовой схеме (рисунок 1.2).

Рисунок 1.2 – Однофазные мостовые управляемые выпрямители

1.3 Система управления выпрямительными устройствами

Система управления выпрямительным устройством предназначена для генерирования и формирования импульсов управления определенной длительности и формы, распределения их по соответствующим фазам и изменения момента подачи этих импульсов на управляющие электроды тиристоров выпрямителя.

В настоящее время в основном применяется импульсно-фазовый способ управления, заключающийся в том, что на управляющий электрод каждого тиристора периодически с частотой питающего анодного напряжения подаются электрические импульсы, в результате чего тиристоры отпираются. Четкость момента отпирания достигается за счет того, что управляющий импульс имеет высокую крутизну. Кроме того, управляющий импульс может сдвигаться по фазе относительно анодного напряжения, подаваемого на тиристор.

Требования, предъявляемые к системам управления, определяются режимом работы выпрямителя (реверсивный, нереверсивный) и видом нагрузки, на которую работает выпрямитель. Основными требованиями являются следующие:

1) управляющий импульс должен иметь достаточную для надежного отпирания вентиля амплитуду напряжения и тока для тиристоров (5-20 В, 20-2000 мА);

2) крутизна управляющих импульсов (крутизна переднего фронта импульса) должна выбираться равной 150-200 В и более на 1 град;

3) широкий диапазон регулирования, который определяется режимом работы выпрямителя и характером нагрузки; для регулирования выходного напряжения трехфазного мостового выпрямителя, работающего на активную нагрузку, в пределах от нуля до максимального значения требуется изменение угла регулирования от 0 до 120°; при работе на индуктивную нагрузку диапазон угла регулирования равен 90°.

4) симметрия импульсов управления по фазам; в результате не симметрии импульсов управления тиристоры многофазного выпрямителя проводят ток в разное время, в результате чего форма кривых анодных токов и их средние значения становятся неодинаковыми;

5) длительность управляющего импульса; для тиристоров может быть использован управляющий импульс длительностью 2л/2; однако для уменьшения мощности, выделяющейся в управляющем p-n-переходе, и мощности системы управления целесообразно иметь, возможно, более узкий управляющий импульс;

6) система управления не должна влиять на быстродействие регулируемого выпрямителя; минимальное время реакции системы на управляющее воздействие должно составлять в некоторых случаях тысячные доли секунды.

Импульсно-фазовые системы управления можно разбиться на следующие группы:

- электромагнитные, используемые в основном для ртутных вентилей (здесь не рассматриваются);

- электронные.

В настоящее время широко применяются электронные (полупроводниковые) системы управления выпрямителями, так как они обладают рядом преимуществ перед электромагнитными (высокое быстродействие, надежность, малая потребляемая мощность, малые габариты и масса и др.)

Системы управления подразделяются на одно- и многоканальные, в зависимости от способа изменения фазы управляющего импульса - на горизонтальные, вертикальные, дискретные и цифровые.

При горизонтальном способе управления формирование управляющего импульса осуществляется в момент перехода синусоидального напряжения через нуль, а изменение его фазы обеспечивается изменением фазы синусоидального напряжения, т.е. смещением его по горизонтали.

На рисунке 1.3,а показана структурная схема одного канала многоканальной системы управления, использующей горизонтальный способ управления, с диаграммами напряжений, приведенных на рисунке 1.3,в.

Принцип работы схемы заключается в следующем. Генератор переменного напряжения ГПН выдает синусоидальное напряжение, находящееся в определенном фазовом соотношении с анодным напряжением вентиля данного канала. С выхода мостового фазавращательного устройства МФУ сдвинутое по фазе напряжение поступает на формирователь импульсов ФИ, где в момент перехода синусоиды через нуль формируется импульс управления (рисунок 1.3,в), который затем усиливается усилителем мощности УМ. Угол сдвига фаз регулируется изменением напряжения задатчика u₃.

Горизонтальный способ управления не нашел широкого распространения, так как мостовые фазавращатели критичны к форме и частоте подаваемого напряжения, а использование в качестве регулируемого активного сопротивления транзисторов приводит к нарушению симметрии формируемых импульсов. Последний недостаток можно устранить, если применить общее регулируемое сопротивление (транзистор) для всех каналов.

Рисунок 1.3 - Схемы и диаграммы горизонтальной (а, в) и

вертикальной (б, г) системы управления

При вертикальном способе управления формирование управляющего импульса производится в результате сравнения на нелинейном элементе величин переменного (синусоидального, пилообразного, треугольного) и постоянного напряжений. В момент, когда эти напряжения становятся равными и их разность изменяет знак, происходит формирование импульса. Фазу импульса можно регулировать, изменяя величину постоянного напряжения. В качестве нелинейного элемента обычно применяют транзистор.

На рисунке 1.3,б показана схема простейшего устройства, формирующего импульсы, построенная по вертикальному способу. Это схема транзисторного усилителя с общим эмиттером. Время включения транзистора зависит от крутизны нарастания входного тока, его величины и коэффициента усиления транзистора. Для уменьшения времени включения применяют усилители с положительной обратной связью или блокинг-генераторы. На рисунке 1.3,г представлены временные диаграммы работы этого устройства.

Входное напряжение транзистора Т в простейшем устройстве определяется алгебраической суммой постоянного напряжения U_y и переменного напряжения U_~. На интервале, а на базу транзистора подается отрицательный потенциал, поэтому транзистор находится в проводящем состоянии, ЭДС источника Е_кприложена к нагрузке R_н выходное напряжение равно нулю.

Входное напряжение в базовой цепи транзистора меняет знак, транзистор закрывается. В результате ЭДС коллекторной цепи Е_к прикладывается к переходу коллектор-эмиттер. При этом та же ЭДС прикладывается к дифференцирующей цепочке RC, в результате на резисторе R появляется импульс напряжения. В точке б транзистор открывается, ЭДС Е_к снимается с дифференцирующей цепочки, на резисторе R опять возникает импульс напряжения. Так формируются управляющие импульсы. Фаза этих импульсов изменяется при изменении величины постоянного напряжения.

Импульсы, формируемые данным устройством, подаются затем на усилитель мощности системы управления. Для обеспечения большего диапазона регулирования фазы управляющего импульса в качестве переменного напряжения используют напряжение треугольной или пилообразной формы.

1.4 Сглаживающие фильтры

1.4.1 Анализ требований к параметрам сглаживающих фильтров

Сглаживающие фильтры применяются для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, который требуется для нормальной работы потребителя. Сглаживающее действие фильтра обычно оценивается по величине коэффициента сглаживания:

(1.18)

Обычно коэффициенты пульсаций определяют по основной гармонике, как это было показано в п. 1.2, выражение (1.8), поэтому коэффициент сглаживания оценивают также по низшей гармонике пульсаций выпрямленного напряжения. В развернутом виде коэффициент сглаживания для основной гармоники

(1.19)

где

U`₍₁₎_m и U_ср - амплитуда соответственно основной (первой – указывается в скобках в нижнем индексе) гармоники пульсации и постоянная составляющая напряжения на входе фильтра;

λ = U_cp/U'_cp - коэффициент передачи постоянной составляющей напряжения с входа фильтра на его выход, характеризующий потерю напряжения в фильтре;

К_ф = U'₍₁₎_m/U₍₁₎_m - коэффициент фильтрации, который устанавливает, во сколько раз уменьшается амплитуда основной гармоники на выходе фильтра по сравнению с амплитудой на его входе.

Анализ различных источников /1-3/ показывает, что величина коэффициента передачи для фильтров выпрямителей большой мощности λ» 0,99, малой мощности λ» 0,91...0,95, для фильтров без потерь λ =1.

Величина коэффициента пульсации на нагрузке

K_п(1)= U'₍₁₎_m/U_cp (1.20)

определяется условиями эксплуатации и для разных потребителей электрической энергии различна. Коэффициент пульсаций на входе фильтра К'_п(1) зависит от выбранной схемы выпрямителя.

Таким образом, оценка качества фильтрации фильтра, сглаживающего выпрямленное напряжение до определенного уровня, определяется через допустимый коэффициент пульсаций потребителя.

В дальнейшем расчет фильтра сводится к определению параметров фильтра по величине К_п.

При выборе сглаживающего фильтра коэффициент сглаживания является важным, но не единственным критерием. Необходимо учитывать условия, при которых работает фильтр с тем, чтобы не искажался режим работы потребителя, а также существенно не ухудшался режим работы выпрямителя. Чтобы не искажался режим работы потребителя, необходимо предусматривать малое выходное сопротивление фильтра. Чтобы существенно не ухудшался режим работы выпрямителя как в установившихся, так и в переходных режимах, необходимо правильно выбирать схему фильтра и параметры его элементов. Например, в мощных выпрямительных установках не рекомендуется использовать фильтры с емкостным входным звеном, так как они ухудшают форму токов в вентилях и обмотках трансформатора, что приводит к росту потерь в них и повышению установленной мощности, а также ухудшению гармонического состава тока питающей сети. И, наоборот, для выпрямителей малой мощности, электрические показатели которых не требуется повышать, емкостные фильтры применимы.

К сглаживающим фильтрам предъявляются также требования, связанные с конструктивным исполнением (масса, габариты, КПД и др.), а также эксплуатационными особенностями (стоимость, надежность и др.). Сглаживающие фильтры в зависимости от того, из каких элементов они выполнены, делятся на две категории: фильтры с пассивными RLC-элементами и электронные.

1.4.2 Фильтры с пассивными RLC-элементами

При расчете фильтра на его входе обычно учитывают только постоянную составляющую выпрямленного напряжения и основную гармонику пульсаций с амплитудой U'₍_l₎_m, так как амплитуды высших гармонических с увеличением номера гармоники резко падают. В результате выпрямитель по отношению к фильтру и нагрузке может быть заменен двумя генераторами с постоянной ЭДС U' = const и синусоидальной ЭДС, имеющей амплитуду U'₍₁₎_m и частоту m_пω = ω_п, где ω - угловая частота питающей сети, m_п - число полупериодов на выходе выпрямителя.

Индуктивный фильтр применяется для выпрямителей средней и большой мощности, так как позволяет обеспечить непрерывность тока в цепи нагрузки и благоприятный режим выпрямителя.

На рисунке 1.4,а показана схема для расчета идеального индуктивного фильтра (без потерь) с учетом, что нагрузка чисто активная, а внутреннее сопротивление выпрямителя равно нулю.

Постоянная составляющая напряжения на нагрузке равна среднему значению напряжения на выходе выпрямителя, поэтому коэффициент сглаживания фильтра

(1.21)

Учитывая, что коэффициент сглаживания должен быть во много раз больше единицы, то можно считать, что

(1.22)

где - угловая частота питающей сети.

Для маломощных потребителей простейшим фильтром является конденсатор, подключаемый параллельно нагрузке. Емкость конденсатора определяется из расчета выпрямителя. Пульсации выпрямленного напряжения сглаживаются более эффективно при помощи фильтров, составленных из повторяющихся Г- (рисунок 1.4,в-е) или П-образных (рисунок 1.4,ж-з) звеньев. В качестве элементов в этих звеньях могут использоваться конденсаторы, дроссели, а в случае маломощных потребителей и резисторы.

В общем, виде Г-образный фильтр можно представить на эквивалентной схеме в виде четырехполюсника с входными ab и выходными cd зажимами (рисунок 1.4,б). Коэффициент пульсации Г-образного фильтра

. (1.23)

Рисунок 1.4 - Схемы сглаживающих фильтров

Параметры элементов Г-образного фильтра выбирают таким образом, чтобы последовательно включенные с источником элементы имели большие сопротивления для переменной (Z > 5R_н) и малые сопротивления для постоянной составляющей тока. В качестве последовательно включаемых элементов могут использоваться дроссель (рисунок 1.4,г), резонансное звено из параллельно соединенных конденсатора и дросселя (рисунок 1.4,л), а для маломощных потребителей – резистор (рисунок 1.4,д).

Элементы фильтра, включаемые параллельно потребителю, наоборот, должны иметь малые сопротивления (большую проводимость Y) для переменной и большие сопротивления для постоянной составляющей тока. В качестве параллельно включаемых элементов могут использоваться конденсатор (рисунки 1.5,г,д,и,л) или резонансное звено из конденсатора и дросселя (рисунок 1.4,м), соединенных последовательно. Коэффициент фильтрации зависит от величины LC:

(1.24)

Амплитуда основной гармоники тока в дросселе

(1.25)

Постоянная составляющая тока в дросселе без учета потерь в фильтре

(1.26)

Индуктивность дросселя определяется

(1.27)

где - коэффициент, определяемый в зависимости от выбранной схемы выпрямителя и частоты питающей сети.

Таким образом, при расчете индуктивно-емкостного фильтра рекомендуется выбирать дроссель с индуктивностью, превышающей величину R_н/η, а конденсатор – с емкостью, превышающей величину 1/(R_нη).

Для выпрямителей, питающих потребители малой мощности (ток нагрузки несколько миллиампер, а сопротивление R_н несколько тысяч ом), вместо дросселя в Г-образном фильтре используют резистор. Коэффициент фильтрации фильтра в этом случае

(1.28)

Коэффициент сглаживания

(1.29)

При заданном коэффициенте фильтрации эта формула позволяет рассчитать параметры резистивно-емкостного Г-образного фильтра.

П-образный фильтр относится к многозвенным фильтрам, которые представляют собой несколько однозвенных фильтров, включенных последовательно. Многозвенные фильтры применяют, если необходимо получить высокий коэффициент фильтрации. В многозвенных фильтрах элементы отдельных звеньев подбирают таким образом, чтобы каждое последующее звено не влияло на работу предыдущего. Многозвенные фильтры обычно выполняют из дросселей и конденсаторов одного типа (рисунок 1.4,ж).

Расчет П-образного фильтра нужно производить следующим образом. Если задан допустимый коэффициент пульсаций на нагрузке K_п(_i₎и выбрана схема выпрямителя (m_n), то вначале подсчитывают коэффициент фильтрации всего фильтра. Затем задаются коэффициентом пульсаций на выходе первого звена и вычисляют емкость C₀. Причем этот коэффициент рекомендуется брать не меньше 0,02 /4/, так как иначе получается слишком большая емкость С₀, и не больше 0,1, так как в противном случае конденсатор с емкостью С₀ будет значительно искажать форму выпрямленного тока. Определив коэффициент фильтрации второго звена, задаемся емкостью С₁= С₀.

В многозвенных фильтрах вопрос о выборе числа звеньев должен решаться с экономической точки зрения так, чтобы стоимость фильтра была наименьшей. Исходя из этого, экономически выгодно при K_ф > 50 применять двухзвенные фильтры, а при К_ф > 200 - трехзвенные.

Резонансные фильтры обладают высокими коэффициентами фильтрации для определенных гармоник. В них используются явления резонанса токов (фильтры-пробки) и резонанса напряжений (режекторные фильтры). Резонансные фильтры более компактны и дешевы по сравнению с обычными LC-фильтрами.

Фильтры-пробки, как правило, используются вместо дросселя в LC-фильтре для определенной гармоники (рисунок 1.4,л).

Коэффициент фильтрации резонансного Г-образного фильтра для любой гармоники

(1.30)

где - сопротивление для любой гармоники.

Применяя цепочку фильтров-пробок, настроенных каждая в резонанс на определенную гармонику, можно осуществить фильтрацию нескольких гармоник. Для фильтрации ряда гармонических составляющих пульсирующего тока параллельно нагрузке подключают несколько режекторных фильтров, настроенных каждый на определенную частоту. Такого рода фильтры применяются для сглаживания пульсаций в мощных выпрямительных установках. Для высокой фильтрации определенной гармоники используют фильтр-пробку и режекторный фильтр совместно (рисунок 1.4,м).

Недостатками резонансных фильтров является необходимость индивидуальной настройки каждого фильтра и изменение коэффициента фильтрации при изменении частоты внешнего источника питания.

1.5 Импульсные преобразователи и стабилизаторы

напряжения

1.5.1 Особенности импульсного метода регулирования

постоянного напряжения

Для регулирования постоянного напряжения потребителя применяют импульсные преобразователи (ИП), с помощью которых источник постоянного напряжения периодически подключается к нагрузке (рисунок 1.5). В результате на выходе преобразователя формируются импульсы напряжения.

Если регулирующий элемент преобразователя считать идеальным ключом и пренебречь сопротивлением соединительных проводов (рисунок 1.5,а), то в интервале, когда ключ замкнут (интервал проводимости), мгновенное напряжение на нагрузке равно напряжению источника питания, а в интервале, когда ключ разомкнут (интервал паузы), мгновенное напряжение на нагрузке равно нулю.

Рисунок 1.5 - Схема и диаграмма импульсного источника

Напряжение на нагрузке регулируется изменением времени открытого состояния импульсного элемента регулятора по отношению к периоду коммутации. При этом регулируется относительное время проводимости ключа за период, что приводит к плавному изменению среднего значения напряжения на нагрузке. Выходное напряжение идеального преобразователя представляет собой последовательность прямоугольных импульсов с постоянной амплитудой и изменяющейся скважностью (рисунок 1.5,в – верхний график).

Для преобразования импульсного напряжения преобразователя в постоянное служит демодулятор (рисунок 1.5,б), который представляет собой дроссель Др и диод Д. В течение интервала проводимости в дросселе Др запасается энергия; в течение интервала паузы эта энергия передается нагрузке через диод Д, в результате ток нагрузки i_н получается сглаженным, а ток i источника ЭДС пульсирующим (рисунок 1.5,в – средний и нижний графики).

Относительный интервал проводимости импульсного элемента регулируется либо изменением интервала проводимости ключа при постоянстве частоты его прерывания (рисунок 1.6,а), либо изменением частоты при постоянстве интервала проводимости импульсного элемента (рисунок 1.6,б). Регулирование при постоянной амплитуде импульса называют широтно-импульсным, а преобразователи - широтно-импульсными преобразователями (ШИП).

При жестких требованиях к величине пульсаций выходного напряжения применяется первый метод, позволяющий при постоянной частоте использовать фильтры с меньшим значением LC. Второй метод реализуется более простыми и экономичными устройствами, однако, не обеспечивает жестких ограничений пульсаций. Широтно-импульсные преобразователи широко применяются для регулирования и стабилизации параметров электроэнергии различного рода нагрузок (в электротранспорте, приводе металлообрабатывающих станков, питание бортовых систем и так далее), что объясняется преимуществами, к которым относятся:

Рисунок 1.6 – Виды широтно-импульсного регулирования

постоянного напряжения

1) высокий КПД, так как потери мощности на регулирующем элементе преобразователя незначительны по сравнению с потерями мощности в случае непрерывного регулирования;

2) незначительная чувствительность к изменениям температуры окружающей среды, поскольку регулирующим фактором является время проводимости ключа, а не величина внутреннего сопротивления регулирующего элемента, что имеет место при непрерывном регулировании;

3) возможность получения значительных пусковых моментов электрических двигателей;

4) регулирование выходного напряжения в широком диапазоне.

Однако импульсным преобразователям присущи и недостатки:

1) импульсный режим работы регулирующего элемента, обусловливая значительные пульсации выходного напряжения, что приводит к необходимости устанавливать громоздкие фильтры;

2) наличие громоздких фильтров приводит к инерционности процесса регулирования в замкнутых системах;

3) импульсные преобразователи неустойчиво работают на импульсную нагрузку;

4) высокие скорости включения и выключения тока в силовой цепи ШИП приводят к возникновению радиопомех.

Несмотря на указанные недостатки, применение импульсных преобразователей перспективно в тех случаях, когда на первое место выдвигаются требования высокой экономичности, надежности, малых габаритов, малой чувствительности к колебаниям температуры.

1.5.2 Анализ параметрических и компенсационных

стабилизаторов напряжения и тока

Многие электротехнические и радиоэлектронные устройства питаются от источников, выходное напряжение или ток которых должны оставаться почти неизменными при изменении дестабилизирующих факторов в широких пределах. В роли дестабилизирующих факторов могут быть колебания напряжения сети, температуры и влажности окружающей среды и др.

Устройства, автоматически поддерживающие неизменным напряжение или ток на стороне потребителя электрической энергии с требуемой точностью при изменении дестабилизирующих факторов, называют стабилизаторами напряжения или тока. Стабилизаторы делят на две группы - параметрические и компенсационные.

Параметрическими стабилизаторами называют стабилизаторы с нелинейными элементами, такими, как барретеры, стабилитроны, термисторы, дроссели и другие, параметры которых с изменением тока или напряжения изменяются таким образом, что ток или напряжение на потребителе остаются почти неизменными по величине.

В компенсационных стабилизаторах измерительный элемент, сравнивая стабилизируемую величину с эталонной, вырабатывает сигнал рассогласования, который в промежуточном устройстве преобразуется, усиливается и поступает на регулирующий элемент, где изменяется какой-либо из параметров для поддержания стабилизируемой величины напряжения или тока с требуемой точностью. Регулирующий элемент может работать в непрерывном или в импульсном режиме. В компенсационных стабилизаторах может обеспечиваться стабилизация при суммарном воздействии дестабилизирующих факторов. В компенсационных стабилизаторах в качестве регулирующего элемента используются управляемые нелинейные элементы (транзисторы, тиристоры и т. д.). Основными параметрами стабилизатора являются коэффициент стабилизации и выходное сопротивление.

В общем виде под коэффициентом стабилизации следует понимать отношение относительного изменения дестабилизирующей величины к вызванному ей относительному изменению стабилизируемой величины.

Различают интегральный и дифференциальный коэффициенты стабилизации. Интегральный коэффициент определяет стабилизацию в заданном диапазоне изменения дестабилизирующей величины, дифференциальный - в бесконечно малом диапазоне, который сводится к точке. Обычно дестабилизирующие факторы изменяются в широких пределах, поэтому практическое значение имеет интегральный коэффициент.

Выходным сопротивлением стабилизатора называют отношение изменения напряжения на выходе стабилизатора к вызвавшему его изменению тока нагрузки при постоянном входном напряжении, а также при неизменных других дестабилизирующих факторах:

. (1.31)

где DU_вых- изменение напряжения на выходе.

DI_вых - изменение тока на выходе.

Знак минус показывает, что с ростом тока нагрузки выходное напряжение уменьшается, и наоборот.

В зависимости от назначения систем электропитания и специфики их работы к стабилизаторам предъявляются следующие требования: обеспечение высокого КПД, высокого коэффициента стабилизации и минимальных пульсаций выходного напряжения (тока); высокое быстродействие, малая чувствительность к изменениям температуры; возможность плавной регулировки выходного напряжения (тока); обеспечение габаритных минимальных размеров и массы.

Параметрические стабилизаторы являются простейшими стабилизирующими устройствами. В качестве нелинейных элементов в них могут использоваться теплозависимые сопротивления (термисторы), кремниевые стабилитроны (рисунок 1.7,а), а для больших мощностей - дроссели с ферромагнитными сердечниками.

Кремниевые стабилитроны имеют индивидуальные вольтамперные характеристики (ВАХ). Для стабилизации напряжения используется участок характеристики, расположенный за точкой пробоя U_проб. Если величина обратного тока превышает предельное значение I_стаб. _макс, то электрический пробой переходит в необратимый тепловой пробой диода (разрушение).

Рисунок 1.7 - Параметрические стабилизаторы напряжения

Зависимость напряжения стабилизации от температуры принято оценивать температурным коэффициентом напряжения (ТКН) (рисунок 1.7,б), который представляет собой отношение изменения напряжения на стабилитроне к вызвавшему его изменению температуры при постоянном токе стабилизации I_стаб: ТКН = DU/ΔI. Знак температурного коэффициента стабилизации кремниевого стабилитрона зависит от величины напряжения стабилизации. При обратном включении и, если напряжение превышает величину 5,5 В, ТКН стабилитрона отрицателен. При прямом включении ТКН положителен. Разные знаки ТКН дают возможность, соединяя последовательно и встречно несколько различных по типу стабилитронов, осуществлять температурную компенсацию их напряжения (рисунок 1.7,в). Резистор R_т позволяет изменять величину дополнительного тока, протекающего через компенсирующую цепочку Ст_Т , что дает возможность изменять в небольших пределах ТКН этой цепочки и уменьшать ее динамическое сопротивление.

Параметрический стабилизатор на стабилитроне обладает фильтрующими свойствами (рисунок 1.7,а), аналогичного выражению коэффициента сглаживания эквивалентного RC-фильтра, у которого емкость конденсатора С_экв = 1/(m_пωr_д). Выходное сопротивление стабилизатора с учетом того, что внутреннее сопротивление источника мало, определяется выражением

. (1.32)

Если цепочку из двух кремниевых стабилитронов, включенных встречно, подключить параллельно нагрузке, то можно стабилизировать переменное напряжение (рисунок 1.7, г-д).

Рассмотренные схемы параметрических стабилизаторов относятся к разомкнутым системам автоматического регулирования.

Компенсационные стабилизаторы выполняются с отрицательной обратной связью и поэтому представляют собой замкнутые системы автоматического регулирования (рисунок 1.8).

Транзисторные стабилизаторы, как правило, используют при относительно невысоких напряжениях нагрузки.

Для управления транзистором (рисунок 1.8,а) необходимы сравнительно невысокие напряжения порядка 0,1- 0,3 В. Это дает возможность осуществить простейший транзисторный стабилизатор напряжения компенсационного типа без физической реализации измерительного и усилительного элементов. Такой стабилизатор состоит из двух частей: параметрического стабилизатора R_б, Ст, создающего опорное напряжение U_оп, и регулирующего транзистора Т с коэффициентом усиления по току b, который совмещает в себе и функции усилительного элемента. В качестве измерительных элементов используются p-n-переход эмиттер-база, сопротивление нагрузки R_н и кремниевый стабилитрон Ст.

При нормальном режиме, когда отсутствует дестабилизация, режим работы регулирующего транзистора Т выбирается таким образом, чтобы он был не полностью открыт напряжением смещения эмиттер-база, которое обычно составляет величину порядка 0,3 В. Выходное напряжение при этом практически равняется опорному напряжению U_on. Если по каким-либо причинам выходное напряжение изменится, то соответственно изменится и напряжение смещения эмиттер-база, что приведет к изменению сопротивления регулирующего транзистора таким образом, чтобы выходное напряжение осталось неизменным.

Рисунок 1.8 - Схема транзисторных компенсационных

стабилизаторов напряжения

Максимальный ток нагрузки стабилизатора определяется минимально допустимым током стабилитрона. Это объясняется тем, что через балластное сопротивление должен протекать приблизительно постоянный ток, равный сумме токов базы транзистора и стабилитрона. Поэтому с увеличением нагрузки ток базы растет, а ток стабилитрона уменьшается, и, если этот ток станет меньше минимально допустимого, стабилизация нарушится.

Аналогично минимальный ток нагрузки определяется максимально допустимым током стабилитрона. Таким образом,

. (1.33)

С целью увеличения мощности Р, а следовательно, и величины I_ср._макс, рекомендуется включать составной транзистор (рисунок 1.8,в).

Эквивалентная схема рассматриваемого стабилизатора, где стабилитрон представлен динамическим сопротивлением r_д(рисунок 1.8,б):

На рисунке 1.8,в представлена схема компенсационного транзисторного стабилизатора напряжения с усилителем в цепи обратной связи, отличающаяся более высоким коэффициентом стабилизации. В этой схеме напряжение на резисторе R2 делителя напряжения Rl, R2 сравнивается с опорным (эталонным) напряжением стабилитрона Ст. Сигнал рассогласования усиливается усилителем на транзисторе Т2 и поступает на базу регулирующего транзистора Т1, изменяя его сопротивление. Коэффициент стабилизации стабилизатора

, (1.34)

где

- коэффициент усиления усилителя постоянного тока УПТ по напряжению;

-коэффициент передачи делителя.

С целью значительного повышения коэффициента стабилизации транзистор усилительного каскада питают от отдельного стабилизированного источника (рисунок 1.8,г). Для уменьшения выходного сопротивления стабилизатора применяют схемы с дополнительной обратной связью по току нагрузки. В этом случае выходное сопротивление пропорционально напряжению между эмиттером и базой транзистора Т, которое в свою очередь зависит от сопротивления резистора R3. Изменяя сопротивление резистора R3, можно изменять выходное сопротивление практически до нуля (и даже сделать его отрицательным).

1.6 Выбор направления разработки источника питания

Анализ различных функциональных узлов источников питания для электронных схем, приведенный в предыдущих подразделах, позволяет сделать ниже следующие выводы по разработке управляемого источника питания для устройства диагностирования сменных плат ПД11.

1) При работе регулирующего транзистора компенсационного стабилизатора в непрерывном режиме на нем выделяется значительная мощность, что приводит к необходимости ставить громоздкие радиаторы. КПД таких стабилизаторов получается низким.

2) Напряжение управления может быть преобразовано в импульсы относительной длительности различными методами, например, при помощи модулятора на базе автогенератора с магнитной связью по двухтактной несимметричной схеме, управляемых релаксационных генераторов и других. В качестве регулирующего элемента используют транзисторы.

3) Необходимость применения сглаживающих фильтров приводит к тому, что в контур обратной связи оказываются включенными реактивные элементы с большими постоянными времени. Инерционность этих звеньев вызывает значительные фазовые сдвиги в цепи обратной связи, что делает схему стабилизатора неустойчивой. Следовательно, коэффициент стабилизации импульсных стабилизаторов в принципе не может быть большим без применения цепей коррекции.

На основании этих выводов можно сделать следующее заключение по разработке источника питания для устройства диагностирования плат ПД11:

1) для обеспечения малогабаритных размеров и обеспечения высокого коэффициента полезного действия источника питания необходимо использовать импульсное преобразование первичного напряжения;

2) для уменьшения габаритов импульсного трансформатора необходимо исключить его намагниченность, для чего желательно использовать двухтактное преобразование с регулированием выходного напряжения изменением длительности двухполярных импульсов в первичной обмотке;

3) для повышения надежности в качестве широтно-импульсного модулятора в схеме управления желательно использовать специализированную микросхему с управлением защитой от перенапряжения и защиту по току;

4) для увеличения точности задания выходных напряжений источника питания необходимо применить компенсационную схему, то есть источник питания должен представлять из себя систему автоматического управления с минимально допустимой погрешностью.

В результате учета данных рекомендаций за основу управляемого источника питания для устройства диагностирования сменных плат ПД11 принимается функциональная схема источника питания, которая представлена на рисунке 1.9.

Рисунок 1.9 – Функциональная схема импульсного источника питания

На рисунке указано одно выходное напряжение U_a, которое принимается в качестве напряжения отрицательной обратной связи. Остальные напряжения могут быть получены с дополнительных вторичных обмоток (или соответствующих отводов) с использованием схем выпрямления и фильтрации, аналогичных схеме, реализованной на диодах D₁, D₂, дросселе L и конденсаторе С₃. При этом устройство защиты от перенапряжения может быть включено в устройство управления, а датчики защиты по току можно включить (как вариант) в первичную обмотку импульсного трансформатора.

2 Разработка структурной схемы

В основу разработки структурной схемы заложена функциональная схема, выбор которой обоснован в п. 1.6, и которая представлена на рисунке 1.9. В результате в соответствии с техническим заданием была разработана структурная схема, которая представлена на рисунке 2.1.

Рисунок 2.1

Включение сетевого фильтра СФ1 связано с тем, чтобы подавить частоту преобразования в сети питания 220 В. Учитывая, что ШИМ-колебания имеют диапазон частот 10-300 кГц, выбираем уровень подавления нижней частоты согласно рекомендациям /12/ на уровне -40 дБ.

Выпрямитель-фильтр ВпФ1 должен осуществлять следующие функции:

- выпрямлять входное напряжение по двухполупериодной схеме;

- формировать выпрямленное напряжение положительной и отрицательной полярности с нулевой точкой. При этом нулевая точка должна быть плавающей для случая короткого замыкания в цепи выпрямленного напряжения.

Исходя из этого, определяем приблизительные величины напряжения по формуле:

;

.

При этом пренебрегаем падением напряжения на диодах выпрямителя-фильтра ВпФ1 и сетевого фильтра СФ1, принимая многократное различие их и сетевого напряжения.

Преобразование выпрямленного напряжения осуществляется посредством импульсного трансформатора ИмТр1 и ключей Кл1, Кл2. При этом среднее значение трансформированного напряжения будет осуществляться изменением скважности:

,

где

_шим - период колебания ШИМ-сигнала;

- длительность импульсов (рисунок 2.2,а).

Задаёмся средним значением скважности Q = 4 (= T/4), для номинального режима, которое отражено в техническом задании.

Для определения коэффициента передачи импульсного трансформатора ИмТр1 в качестве основных выходных напряжений выбираем выпрямленные напряжения ±27 В и ±12,6 В (U_вых1…U_вых4). Остальные напряжения +20 В и ±5 В (U_вых5…U_вых7) будут формироваться из основных напряжений.

Исходя из заданной предпосылки определяем напряжения U_m₁ и U_m₂, предполагая двухтактное выпрямление выходных напряжений U_m₁ и U_m₂ (рисунок 2.2,б,в):

1) U_m₁ = Q/2×U_вых1;

U_m₁ = 4/2×27 В = 54 В.

2) U_m₂ = Q/2×U_вых3;

U_m₂ = 4/2×12.6 В = 25.2 В.

Рисунок 2.2

Определяем коэффициент передачи импульсного трансформатора ИмТр1:

- по напряжению U_m₁:

К_т1 = U_m₁/U⁺;

К_т1 = 108/2×310 ≈ 0,17.

- по напряжению U_m₂:

К_т2 = U_m₂/U⁺;

К_т2 = 50.4/2×310 ≈ 0.08.

Определим максимальный ток первичной обмотки. Для этого определим уровень первой гармоники в первичной обмотки /3/:

Теперь определим максимальной ток первичной обмотки:

I_m₁ = ∑P/U_m₁;

I_m₁ = 15.75/276 = 0.06 A.

В данном эскизном расчете пренебрегаем 3-й, 5-й, 7-й, … гармониками,

так как их суммарный уровень находится на уровне 13%, а чётные гармоники (рисунок 2.2,а) отсутствуют.

Для получения выходных напряжений -27 В и -12.6 В (U_вых2, U_вых4) выпрямители-фильтры ВпФ2, ВпФ3 должны содержать двухполупериодные выпрямители-фильтры и для отрицательных напряжений (рисунок 2.1).

Для формирования напряжений +20 В, +5 В, -5 В (U_вых5…U_вых7) включены дополнительные стабилизаторы Ст1 - Ст3 с таким расчётом, чтобы их можно было реализовать на стандартных микросхемах источников питания.

В качестве управляющего элемента скважностью Q(U) выбираем стандартный ШИМ-контроллер К7500В с параметрами:

U_пит = 7..40 В; U_ср = +2.1 В;

I_вых = 200 мА; I_потр = 35 мА;

К_пр = 80 дБ; U_бл = 3.5 В;

U_{вых. стаб} = 3.5 В.

Для преобразования выходного напряжения U_вых3 в напряжение обратной связи используем делитель Дл1 с коэффициентом передачи:

К_дл1 = U_o_._c/U_вых3;

К_дл1 = 2.1/12.6 ≈ 0.17.

Для обеспечения питания ШИМ-контроллера, независимого от процесса регулирования, выбираем U_m₂ = 25.5 B. Для выделения положительной полярности из напряжения U_m₂ включаем амплитудный детектор АД. Питание ключей Кл1 и Кл2 также обеспечивается с помощью этого напряжения (U_пит = +25.5 В).

С целью защиты источника питания от перегрузки в цепь U₀ (рисунок 2.1) включаем трансформатор тока ТрТк1. Для выпрямления падения напряжения с шунта трансформатора тока ТрТк1 включаем выпрямитель-фильтр ВпФ4, а для усиления выпрямленного напряжения Ус1.

Определяем параметры трансформатора тока ТрТк1. В качестве максимально допустимого тока в первичной обмотки выбираем:

I_0max = 2.5×I_m1;

I_0max = 2.5×0.06 А = 0.15 А.

Выбираем стандартный коэффициент передачи по току:

К_ТрТк1 = I_вых/I₀_max = 0.1

и стандартный шунт с сопротивлением (R_ш) 360 Ом.

Вычисляем вносимое сопротивление в цепь преобразования:

R_вн = R_ш×(К_ТрТк1)²;

R_вн = 360 Ом×0.01 А = 3.6 Ом.

Определяем падение напряжения на первичных зажимах ТрТк1:

U_вх _ТрТк_{1 max} = I_0max× R_вн;

U_{вх ТрТк1}_max = 0.15 А×3.6 Ом = 0.54 В.

Полученное число является вполне приемлемым, чтобы его не учитывать как потерю в первичной цепи преобразования.

Далее определяем падение напряжения на шунте:

U_ш_max= I_0max×K_ТрТтк₁×R_ш;

U_ш_max = 0.15 А×0.1×360 Ом = 5.4 В.

Определяем шунтирующее выпрямленное напряжение U_шв, при однополупериодном выпрямлении:

U_шв = U_ш_max/π;

U_шв = 5.4 В/3.14 = 1.72 В.

Оцениваем коэффициент ошибки системы регулирования, для этого составляем структурную схему регулирования (рисунок 2.3),

Рисунок 2.3

где К₀ = 10⁴ (80 дБ – коэффициент передачи ШИМ-контроллера).

Коэффициент передачи по ошибки будем определять по формуле ошибки системы регулирования /12/:

К_ош = 1/(1+К₀);

К_ош = 1/(1+10⁴) = 10^-4.

Таким образом, выходные напряжения будут регулироваться с точностью 10^-4 (0.001%), что намного меньше величины нестабильности, заданной в техническом задании.

Составленная на рисунке 2.1 структурная схема источника питания с полученными количественными оценками ее элементов является достаточной для составления электрической принципиальной схемы и расчета ее элементов, соответствующих структурным элементам.

3 Проектирование и расчёт электрической

принципиальной схемы

3.1 Проектирование сетевого фильтра СФ1

Сетевые фильтры являются стандартным узлом всех импульсных источников питания. Технология их изготовления достаточно освоена и на рынке присутствует большая номенклатура узлов сетевых фильтров. Исходя из выбранных параметров во втором разделе, выбираем сетевой фильтрTLF-117 с синфазным и противофазным ослаблением пульсаций на частоте 1 кГц не хуже -40 дБ и параметрами емкостей:

С3 – 2,2 мкФ´·400 В (КМ5-Н30-2.2 мкФ±5%);

С5 = С6 – 0.47 мкФ´300 В (КМ5-Н30-0.47 мкФ±5%)

а также термистором TRH (СТ3-27).

Данный фильтр будет ослабляет прохождение пульсаций на частоте 10 кГц намного меньше, чем предъявляется к импульсным источникам питания.

Рассчитываем величину резистора R6 , необходимого для обеспечения электробезопасности (для разряда конденсатора С3 после извлечения вилки из сетевой розетки, чтобы напряжение с его обкладок не попало на вилку сетевого шнура). Для этого рассчитываем входное сопротивление со стороны сети:

R_вх = U²_эф/∑Р;

R_вх= 220²/15.75 = 3073.01 Ом (≈ 3 кОм).

R6 ≥ (50-100);

R6 = (50-100)·3 кОм = 75·3 кОм = 225 кОм.

Выбираем R6 = 220 кОм.

Определяем ток через резистор R6:

I_R₆ = U_эф/R₆;

I_R₆= 220/220 кОм = 1·10^-3 А.

Определяем рассеиваемую мощность на резисторе R6:

P_R₆ = U_эф/I_R₆;

P_R₆ = 220·1·10^-3 = 220·10^-3 Вт (220 мВт).

Выбираем в качестве R6: МЛТ-0.5 Вт 220 кОм±5%.

3.2 Расчёт выпрямителя-фильтра ВпФ1

Исходя из предварительного анализа (раздел 2) схема выпрямителя-фильтра ВпФ1 должна быть двухполупериодной с нулевой плавающей точкой. Согласно этому требованию сформулированному составляем схему выпрямителя-фильтра ВпФ1 из диодов VD8-VD11, конденсаторов С10 - С11, резисторов R23-R24 (рисунок 3.1).

Рассчитываем эквивалентную схему нагрузки по одному из выходных напряжений:

R_нэ = (U⁺)²/∑P;

R_нэ= 310²/15.75 ≈ 6101.

Рисунок 3.1

Вычисляем ток разряда ёмкости:

I_р = U⁺/R_нэ;

I_р= 310/6101 ≈ 5·10^-2 А (50 мА).

Задаёмся коэффициентом пульсаций К_п = 0,15. Отсюда, величина разряда ёмкости за полупериод:

∆U = 2·К_п·U⁺;

∆U = 2·0.15·310 ≈ 90 В.

Исходя, из известной формулы /1/ запишем выражение для определения емкостей С₁₀ и С₁₁:

С₁₀ = С₁₁≥I_р/2·∆U·f_с,

где f_с – частота питающей сети, Гц;

С₁₀ = С₁₁ = 50·10^-3/2·90·50 = 5.5·10^-6 Ф (5.5 мкФ).

Выбираем ёмкости С10 = С11 = 6.3 мкФ и тип КМ-Н30-6.3 мкФ±5%).

Для деления напряжения пополам на С10, С11 определим величины сопротивлений R23 и R24:

R23 = R24≥(50-100);

R23 = R24 = 75·6101 ≈ 200 кОм.

Выбираем R23 = R24 = 200 кОм.

Определяем ток, протекающий через резисторы R23, R24:

I₂₃ = U⁺/R₂₃;

I₂₃ = 310/200·10³ ≈ 1.5·10^-3 А (1.5 мА).

Определяем мощность, рассеиваемую на резисторах R₂₃,R₂₄:

P₂₃ = U⁺/ I₂₃;

P₂₃ = 310/1.5·10^-3 ≈ 450·10^-3 Вт (450 мВт).

Выбираем тип резисторов R23, R24: МЛТ-0.5 Вт 200 кОм±5%.

Определяем токи, протекающие через диоды VD8-VD11. Процессы, протекающие в выпрямителе, представлены на рисунке 3.2. Откуда видно, что ток I_з протекающий через диод, занимает угол α из периода повторения, равного π, процесса заряда и разряда в узле выпрямителя-фильтра ВпФ1. Определим эту величину, исходя из рисунка 3.2 и ранее полученных расчётных данных (раздел 2):

cos α = (U⁺- ∆U)/U⁺;

cos α = 310 - 90/310 = 0,7 ,

что соответствует углу α = 0,78 радиан.

Рисунок 3.2

Определяем величину I_зисходя из закона сохранения энергии:

I_р·(π-α) = I_з·α. (3.1)

На основании (3.1) находим:

I_з = I_р·(π-α)/α;

I_з = 50·10^-3·(3,14-0.78)/0,78 = 15·10^-3 (0,15 А).

Согласно этому выражению выбираем диод Д226А с параметрами:

U_обр_max = 100 B; U_пр = 1.4 В;

I_пр_,_ср_max= 1.7 A; I_обр = 50 мкА;

f_д_max = 50 кГц; t_вос_,_обр = 0.25 мкс.

3.3 Проектирование и расчёт ключей

Разработка схемы ключей, к которым предъявляются высочайшее требование по надёжности и коэффициенту полезного действия, является одной из самых трудных проектных работ. Поэтому, для создания надёжного и малогабаритного блока питания в качестве схемы ключей выбираем апробированную многолетней эксплуатацией схему /12/, приведённую на рисунке 3.3, сопряжённую по выходным характеристикам с ШИМ-контроллером КА7500В. Номиналы элементов данного узла приведены в перечне элементов ОГУ 210.106.1106.18 ПЭЗ.

Рисунок 3.3

3.4 Расчёт импульсного трансформатора

Задаёмся током холостого хода, во много раз меньше чем амплитуда первой гармоники I_m₁ (раздел 2).

I_хх ≤0.2·I_m₁;

I_хх= 0.2·0.06 = 0.012 А.

Определяем индуктивное сопротивление первичной обмотки:

Х_L = U_m₁/I_xx;

Х_L = 276/0.012 = 23 000 Ом (23 кОм).

Рисунок 3.4

Выбираем Ш-образный сердечник марки 2000НМ1 /18/ с параметрами, указанными в таблице 3.1 и размерами, приведёнными на рисунке 3.4.

Таблица 3.1 – Свойства феррита 2000НМ1

Марка

μ_rн

(tgס/ μ_rн)·10⁶

(при f, МГц)

μ_{r макс}

Н_с,А/м

В_r,Тл

f_гр, МГц

Точка Кюри, не ниже, С⁰

p, Ом·м

Плот-ность, Мг/м³

2000НМ1

1700-2500

15 (0.1)

3500

25

0.12

1.5

200

5

5.0

Выбираем частоту ШИМ-контроллера 70 кГцÎ[10,300].

Определяем площадь сечения сердечника трансформатора:

а = 10·10^{-3 м;}b = 10·10^{-3 м.}

Площадь S = а·b = 10·10^-3·10·10^-3 = 100·10^{-6 м2}.

Рисунок 3.5

Определяем индуктивность первичной обмотки по известной формуле /19/:

L = X_L/2·π·f;

L = 23·10³/6.28·70·10³ = 0.05 Гн (50 мГн).

Определяем число витков w, используя известную формулу /5/:

L = (0.5-0.7)·μ·μ₀·w²·(S/l_ср). (3.2)

Для этого определим среднюю длину магнитопровода l_ср сердечника:

l_ср = (l_внеш+l_внутр)/2;

l_ср = (96+56)/2 = 76 мм (76·10^{-3 м).}

Из формулы (3.2) определяем число витков первичной обмотки:

витков.

Проверяем, обеспечивается ли ненасыщенный режим магнитопровода, по известной формуле /5/:

В=μ·μ₀·Н, (3.3)

где

В - магнитная индукция в сердечнике;

Н - напряжённость магнитного поля.

В свою очередь напряжённость магнитного поля Н определяется по известному уравнению (3.4) /5/:

Н·l_ср = I_хх·w₁. (3.4)

Определим по уравнению (3.4) напряжённость магнитного поля Н:

Н = I_хх·w₁/l_ср;

Н = 0.012·158/76·10^-3 = 20 А/м.

Далее определим магнитную индукцию в сердечнике В по формуле (3.3):

В = 2·10³·1.257·10^-6·20 = 50.4·10^-3 (0,05 Тл).

Полученное значение в 2.4 раза меньше чем допустимое значение

В_r = 0.12 Тл (таблица 3.1).

Выбираем диаметр провода согласно /18/:

Выбираем тип намоточного провода: ПЭВ – 0,15.

Определим число витков вторичной обмотки с напряжением U_m₂ (рисунок 3.5) согласно рассчитанному коэффициенту передачи в разделе 2 по формуле:

w₂ = w₁·К_т2;

w₂ = 158·0.08 = 12,64 витков.

Определим число витков w3 по формуле:

w₃ = w1·К_Т1-w2;

w₃ = 158·0.17-12.64 = 14,22 витков.

Определяем диаметр провода обмотки w3 по формуле:

Выбираем тип провода: ПЭВ – 0.22.

Определяем диаметр провода обмотки w₂ без учёта протекающего по ней тока источника U_m₁:

Рассчитываем диаметр обмотки w₂ с учётом суммарного тока источников U_m₁ и U_m₂:

Производим проверку по укладке обмотки в окно трансформатора. Вычисляем площади сечения первой, второй и третьей обмоток по формулам:

S₁ = w₁·d_w1;

S₁ = 158·0.15 = 23,7 мм².

S₂ = w₂·d`_w2;

S₂ = 12.64·0.45 = 5,68 мм².

S₃ = w₃·d_w3;

S₃ = 14.22·0.2 = 28,44 мм².

Определим суммарное сечение S_∑ по формуле:

S_∑ = S₁+S₂+S₃;

S_∑ = 23.7+5.68+28.44 = 57,82 мм².

Рассчитываем окно импульсного трансформатора (рисунок 3.4):

k = 18·10^{-3 м;}r = 10·10^{-3 м.}

S_окн = k·r;

S_окн = 18·10^-3·10·10^-3 = 180 мм² (S_окн<S_∑).

Электрические цепочки R29, C16, R26, C12 необходимы для того, чтобы исключить «выбросы» напряжения на выводах импульсного трансформатора в момент отключения транзисторов VT3 и VT4. Эти «выбросы» могут превышать величину полезных импульсов (рисунок 2.2) в десятки раз.

Параметры этих цепочек трудно просчитываемые, поэтому их выбираем из апробированных схем /12/. Таким образом, выбираем:

R26 – МЛТ-0.5 - 51 Ом±10%;

С12 – КМ5-Н30-2200 пФ±5%;

R29 – МЛТ-0.125 Вт 22 Ом±10%;

С16 – КМ5-Н30-1000 пФ±10%.

3.5 Расчёт выпрямителя-фильтра ВпФ2

Определим ток, протекающий через диоды VD16-VD17, VD23-VD24. Для этого определим средний ток I_ср1, протекающий по цепи U_вых1, U_вых2 (рисунок 2.1):

I_ср1 = Р₃/ U_вых1;

I_ср1 = 5,25·27 = 0,2 А.

Определяем ток, протекающий через диод VD16, используя диаграмму рисунка 2.2:

I_VD₁₆ = I_ср1·Т/τ = I_ср1·Q;

I_VD₁₆ = 0,2·4 ≈ 0,8 А.

Точно такой же величины будут токи, протекающие через диоды VD17, VD23-VD24. С учётом тока, напряжения и частоты работы выпрямителя выбираем тип диодов КД226А с ранее приведенными параметрами.

Рисунок 3.6

Рассчитываем параметры фильтра (рисунок 3.6) для этого определим эквивалентное сопротивление нагрузки R^`_н1:

R^`_н1 = U_вых1/ I_ср1;

R^`_н1 = 27/0,2 = 135 Ом.

Задаёмся Х_С24≤ R^`_н1/(50-100);

Х_С24 = 135/100 = 1.35 Ом.

Определим ёмкость С24 на частоте ШИМ-контроллера:

С24 = 1/2·π·f_шим· Х_С24;

С24 = 1/6.28·70·10³·1.35 = 1.6·10^-6 Ф.

Выбираем С24: К50-6-50В-10 мкФ±10%.

Предварительная оценка показала, что с помощью первого звена фильтра заданную пульсацию обеспечить невозможно. Поэтому, включаем ещё одно звено: L1 = L5, C20 = C24. Определим уровень первой гармоники на входе фильтра:

U₁₁ = U_m₁·К_Т1;

U₁₁ = 276·0,17 = 46,92 B.

Определим допустимый уровень на выходе фильтра:

U_п1 = U_вых1·К_п1;

U_п1 = 27·0,01 = 0,27 В.

Определим коэффициент передачи фильтра по формуле из /12/:

К_ф1 = [(1/j·w·C_ф)]/[r+j·w·L_ф+1/(j·w·C_ф), (3.5)

где С_ф – ёмкость фильтра;

L_ф – индуктивность фильтра;

w - циклическая частота;

r – сопротивление обмотки дросселя.

На частоте ШИМ выбираем соотношение L_ф и С_ф таким образом, чтобы 2·π·f_шим·L_ф >> 1/(2·π·f_шим·С_ф); в этом случае модуль выражения (3.5) примет следующий вид:

|К_ф1| = (1/w²·L_ф·С_ф)² < U_п1/U₁₁;

|К_ф1| ≈ 0,27/46,92 = 5,7·10^-6.

Из этого выражения определяем величину индуктивности дросселя L_ф (имея в виду, что С_ф = С₂₄):

С учётом среднего тока выбираем тип дросселя L₁ = L₅: Д11-1.0-280 мкГн.

Учитывая, что источник U_вых2 ничем не отличается от источника U_вых1, кроме полярности, то выбираем С21, С26 аналогично С20, С24, а L2, L6 аналогично L1 и L5.

3.6 Расчёт выпрямителя-фильтра ВпФ3

По выше изложенной методике в пункте 3.5 определяем параметры фильтра ВпФ3, предварительно определив R_н1 (рисунок 3.6):

R`_н1 = (U_вых3)²/Р₂;

R`_н1 = (12.6)²/10,5 = 15,12 Ом.

Определим средний ток I₃:

I₃ = U_вых3/R`_н1;

I₃ = 12,6/15,12 ≈ 0,83 А.

По полученным средним значением тока и рабочего напряжения выбираем тип диода КД226А с ранее приведёнными параметрами.

Учитывая, что на выходе выпрямителя-фильтра ВпФ3 должен быть тот же уровень пульсаций, что и на выходе выпрямителя-фильтра ВпФ2, коэффициент передачи фильтра должен быть равен:

|К_ф2| ≤ 5.7·10^-6.

Определяем Х_С28 из условия:

Х_С28 ≤ R`_н1/(50-100);

Х_С28 = 15,12/75 = 0,2 Ом.

Определим ёмкость С28:

С28 ≥ 1/2·π·f_шим·Х_С28;

С28 = 1/6,28·70·10³·0,2 = 10·10^-6 Ф.

Поскольку величина ёмкости С28 получилась равной выбранной ранее емкости С24, то параметры элементов L3, L7, C22, C27 должны полностью совпадать с параметрами элементов выпрямителя-фильтра ВпФ2, рассчитанными в пункте 3.5. В силу симметричности определяем L3 = L4 = L7 = L8, и С22 = С23 = С27 = С28.

3.7 Разработка узла ШИМ с элементами АД и Дл1

Данный узел хорошо отработан в схемах источников питания компьютеров. Поэтому, в качестве схемы для блока питания выбираем схему, приведённую на рисунке 3.7 /12/.

Элементы узла приведены с параметрами в перечне элементов ОГУ 210.106.1106.18 ПЭЗ.

3.8 Разработка источников питания STU^* (DA2, DA3, DA4)

Для получения напряжений U_вых5, U_вых6, U_вых7 (рисунок 2.1) используем интегральные микросхемы серии КР142 со стандартной схемой включения /16/.

Для того чтобы получить источник питания с напряжением +20 В (U_вых5), используя источник питания U_вых1 (+27 В ), выбираем интегральный стабилизатор напряжения КР142ЕН9А (рисунок 3.8) с параметрами:

- выходное напряжение: V_out = 20±0,4 B;

- максимальный выходной ток: I_max = 1,5 A;

- максимальное входное напряжение V_in₍_max₎ = 40 B;

- температура эксплуатации: T_A = -45..+70 С⁰.

Рисунок 3.7

Рисунок 3.8

Для того чтобы на основе источника питания U_вых3 (+12.6 В) получить источник питания с напряжением +5 В (U_вых6), выбираем интегральный стабилизатор напряжения КР142ЕН5А (рисунок 3.9) с параметрами:

- выходное напряжение: V_out = 5±0,1 B;

- максимальный выходной ток: I_max = 2 A;

- максимальное входное напряжение V_in₍_max₎ = 15 B;

- температура эксплуатации: T_A = -45..+70 С⁰.

Рисунок 3.9

Аналогично предыдущему случаю, на основе источника питания U_вых4 (-12,6 В) получаем источник питания с напряжением -5 В (U_вых7), используя интегральный стабилизатор напряжения КР1162ЕН5А (рисунок 3.10) с параметрами:

- выходное напряжение: V_out = -5±0,1 B;

- максимальный выходной ток: I_max = 1,5 A;

- максимальное входное напряжение V_in₍_max₎ = - 35 B;

- температура эксплуатации: T_A = -45..+70 С⁰.

Рисунок 3.10

Элементы узла приведены с параметрами в перечне элементов ОГУ 210.106.1106.18 ПЭЗ.

На этом проектирование и расчет электрической принципиальной схемы источника питания можно считать законченным.

4 Разработка печатной платы

4.1 Определение объектов для разработки конструкции

Для реализации сложных узлов удобнее и надежнее подобрать апробированные конструкции и доработать их в соответствии с установленными и заданными функциями. Анализ известных конструкций для схемных решений, приведенных в разделе 3, показал, что для реализации узла ШИМ-контроллера и узла ключей можно воспользоваться известными конструктивными реализациями, используемых в преобразовательной технике, в том числе в импульсных источниках питания.

Узлы стабилизаторов на микросхемах серии КР142, измерения и контроля тока в первичной цепи и фильтры содержит много отличий от известных технических решений, поэтому для них, как и для всего устройства в целом, необходимо разработать собственное конструктивное решение в виде печатной платы и размещения на ней навесных элементов.

Проектирование печатной схемы выполнялось в два этапа:

1–й этап – составление библиотеки элементов для среды P-CAD и составление с использованием программы P-CAD Schematic файла схемы принципиальной электрической (*.sch) и файла списка соединений (*.net).

2–й этап – компоновка элементов на печатной плате и разводка соединений между элементами с использованием пакета P-CAD PCB.

4.2 Составление файла с принципиальной электрической схемой

Проектирование печатной платы выполнялось в среде P-CAD 2001.

Используя программы Simbol Editor.exe, Pattern Editor.exe, Library Executive.exe, входящие в состав пакета P-CAD 2001, создаем библиотеку my.lib для проекта в соответствии с выбранными элементами в разделе 3. Используя программу Schematic.exe, настраиваем конфигурацию библиотек, и в формате А0 строим принципиальную электрическую схему Sin.sch.

Используя утилиту Generate Netlist в программе Schematic.exe создаем файл листинга Sin.net.

4.3 Составление файла с печатной платой

В программе PCB.exe, используя утилиту Load Netlist, загружаем файл Sin.net, в результате чего получаем набор необходимых элементов с реальными посадочными местами, соединенных соответственно принципиальной схеме. В этой же программе создаем заготовку печатной платы с параметрами:

- размер 140 мм × 130мм;

- число слоев – 2.

А также производим трассировку и сохраняем полученную заготовку печатной платы в файле Sin.pcb.

В программе PCB.exe производим распечатку следующих рисунков:

размещение элементов (рисунок 4.1);
печатный монтаж (рисунки 4.2 и 4.3);

Чертежи монтажа и печатной платы приведены соответственно в приложениях Б и В.

Рисунок 4.1 - Размещение элементов модуля

(сборочная схема)

Рисунок 4.2 – Печатный монтаж модуля

(с обратной по отношению к компоновочным элементам стороны)

Рисунок 4.3 – Печатный монтаж модуля

(со стороны компоновочных элементов)

Экономическая часть

В разделе экономическая часть приводится расчёт стоимости проекта импульсного источника питания предназначенного для питания системы диагностирования блока Д19-1 МСНР 9С32М1.

В данном разделе производится расчёт затрат на разработку и создания опытного образца устройства, который будет использоваться в учебных целях и расчёт его цены в случае серийного производства.

Сравнение с аналогичными устройствами не проводится, так как существующие аналоги отличаются по принципу действия.

1.2 Расчет затрат на стадии создания нового устройства

Создание устройства связано с проведением опытно-конструкторских работ, стоимость которых определяется следующим образом:

(1),

где:

– стоимость проведения эскизно-технического проектирования и разработки конструкторской документации, руб.;

– стоимость изготовления опытного образца с учетом отладки, руб.

Стоимость проведения эскизно-технического проектирования и разработки конструкторской документации включает затраты на оплату труда разработчиков, накладные расходы и контрагентские расходы.

Затраты на оплату труда разработчиков включают основную и дополнительную заработную плату, а также отчисления на социальные нужды, которые рассчитываются по формуле:

(2),

где:

t_i – трудоёмкость проведения эскизно-технического проектирования и разработки конструкторской документации i-го разработчика, часов;

– оклад i-го разработчика за месяц, руб./мес, (О_м_i_разр = 700 руб./мес, О_м_i _руков = 6000 руб./мес);

– фонд рабочего времени работника за месяц, ч./мес.;

– районный коэффициент, % (15%).

План проведения работ по теме

Таблица 1

Основные виды работ	Исполнители	Затраты времени, час
1	2	3
Сбор информационных материалов по теме	Разработчик	6
Составление обзора состояния информации по теме	Разработчик	30
Согласование и утверждение технического задания по теме	Руководитель	8
Изучение и анализ существующих конструкций	Разработчик	15
Выбор и разработка схемы блока	Разработчик, руководитель	80 20
Выбор материалов и элементной базы	Разработчик	30
Согласование и утверждение проведённой работы	Руководитель	15
Проведение консультаций по проделанной работе	Руководитель	35
Обработка, систематизация результатов и их анализ	Разработчик	24
Обобщение и выводы	Разработчик	128
Оформление и утверждение результатов работы	Разработчик	80

Всего: разработчик 393 ч.

руководитель 78 ч.

Фонд рабочего времени работника определяется по формуле

(3),

где:

– количество рабочих дней в месяце (21 день);

– продолжительность рабочего дня, ч. (t_{рд руков.}=8 ч, t_{рд разр.}=4 ч.);

дня;

дня,

тогда по формуле (2):

руб.

Дополнительная заработная плата разработчика определяется по формуле:

(4),

где:

– норматив дополнительной заработной платы, % (10%);

руб.

Отчисления на социальные нужды рассчитываются следующим образом:

(5),

где:

– норматив отчислений на социальные нужды, % (26,2%).

руб.

Таким образом затраты на заработную плату составят:

(6),

руб.

Накладные расходы определяются пропорционально основной заработной плате по формуле:

(7),

где:

– норматив накладных расходов, % (30%),

руб.

В результате стоимость проведения эскизно-технического проектирования и разработки конструкторской документации составит:

(8),

руб.

Стоимость изготовления опытного образца включает затраты на материалы, затраты на покупные комплектующие изделия, затраты на основную и дополнительную зарплату рабочих, отчисления на социальные нужды, затраты на электроэнергию на технологические цели, стоимость возмещения износа специального оборудования, накладные и прочие расходы.

Стоимость материалов вычисляется по формуле:

(9),

где:

n – количество наименований материалов;

–норма расхода i-того материала на единицу продукции;

–цена за единицу i-того материала, руб./кг;

руб.

Цены на материалы и комплектующие изделия указаны в соответствии с прайс-листом от 25.03.2006 г. магазина «Радиоком».

Результаты расчета приведены в таблице 3

Таблица 3 – Затраты на материалы
Наименование материала	Единицы измерения	Цена, руб.	Коли- чество	Сумма, руб.
Текстолит фольгированный	кв.м	920	0,0168	15,46
Раствор для травления	кг	160	0,15	24
Припой	кг	520	0,07	36,4
Канифоль	кг	250	0,02	5
Всего				80,86

Стоимость покупных изделий вычисляется по формуле:

(10),

где:

m – количество наименований материалов;

–норма расхода i-того материала на единицу продукции;

–цена за единицу i-того материала, руб./кг;

Результаты расчета приведены в таблице 4

Таблица 4– Затраты на покупные изделия
Наименование товара	Тип	Цена, руб/ед.	Коли-чество	Сумма, руб.
1	2	3	4	5
Резисторы постоянные	МЛТ-0.125 МЛТ-0.5	0.5 0.8	31 3	15.5 2.4
Конденсаторы	КМ5-Н30 10000 пФ 1000 пФ 2200 пФ 1 пФ 0.01 мкФ 0.47 мкФ 6.3 мкФ 2.2 мкФ	8 4 5 2 3 3 4 3	1 2 1 1 2 2 2 1	8 8 5 2 6 6 8 3
Конденсаторы	К50-6 1 мкФ x 50В 4.7 мкФ х 50В 47 мкФ x 50В 1000 мкФ х 50В	4 3 4 15	2 1 1 4	8 3 4 60
	0.1 мкФ х 16В 2200 мкФ х 16В 10 мкФ х 50В 330 мкФ х 16В 100 мкФ х 16В	2 25 6 10 8	1 3 1 1 1	2 75 6 10 8
Интегральные микросхемы	КА7500В	15	1	15
	КР142ЕН9В	10	1	10
	КР142ЕН5А	6	1	6
	КР1162ЕН5А	8	1	8
Транзисторы	КТ3102А	2	2	4
	КТ8138Г	6	2	12
	КТ3107А	2	1	2
Диоды	КД226А КД521А	5 3	18 6	90 18
Трансформаторы	LF011YD EE16YD LT-010YD	70 80 130	1 1 1	70 80 130
Дроссели	TLF-117 Д11-1.0 А-280 мкГн	20 10	1 8	20 80
Термистор	СТ3-27	8	1	8
Предохранитель	3А	2	1	2
Всего				794.9

Основная заработная плата находится по формуле:

(11),

где:

– число категорий работников;

– трудоемкость работ для i-той категории работников, ч.;

– часовая тарифная ставка работника i-той категории, руб./ч.;

В данной работе принимаем, что изготовлением опытного образца занимается монтажник (О_м_i = 700 руб.).

Изготовление печатной платы, ч (20 ч.);

Монтаж радиодеталей, ч (20 ч.);

Изготовление корпуса, ч ( 10 ч.);

Трудоёмкость работы монтажника, ч (50 ч.).

(12),

руб./ч.

руб.

Дополнительная заработная плата и отчисления на социальные нужды для рабочих определяются по формулам (4) и (5):

руб.

Затраты на электроэнергию на технологические цели определяются по формуле:

(13),

где:

– номинальная мощность паяльника, кВт (0,025 кВт);

– действительный фонд времени работы паяльника, ч (20 ч.);

Накладные расходы, связанные с обслуживанием производства и управлением определяются по формуле (7), исходя из основной зарплаты монтажника:

руб.

Прочие расходы принимаем равными 5% от основной зарплаты рабочих:

руб.

В итоге стоимость изготовления опытного образца составит:

(14),

руб.

Стоимость отладки опытного образца определяется по формуле:

(15),

где:

– коэффициент на проведение отладочных работ, % (15%);

руб.

Полная стоимость изготовления опытного образца с учетом отладки составит:

(16),

руб.

Таким образом, по формуле (1):

руб.

Расчет на стадии серийного производства

В условиях серийного производства полная себестоимость устройства определяется по формуле:

(17),

где:

– коэффициент перехода от опытного образца к периоду освоенного серийного производства (0,84);

– внепроизводственные расходы, которые рассчитываются следующим образом:

(18),

– процент внепроизводственных расходов, % (5%);

руб.

Тогда руб.

Расчетная цена предлагаемого разработанного устройства находится по формуле:

(19),

где:

– прибыль на единицу продукции, руб./шт., которая определяется по формуле:

(20),

где:

R – норматив рентабельности, % (25%);

руб./шт.

Тогда расчетная цена будет равна:

руб./шт.

Отпускная цена предлагаемого разработанного устройства находится по формуле:

(21),

где:

НДС – ставка налога на добавленную стоимость, % (18%);

руб./шт.

Результаты расчетов экономических показателей проекта представлены в таблице 5.

Таблица 5 – экономические показатели проекта
Показатель	Сумма, руб.
Стоимость проведения эскизно-технического проектирования и разработки конструкторской документации	11763,23
Стоимость материалов	80,86
Стоимость покупных изделий	794,9
Основная заработная плата монтажника	478,97
Дополнительная заработная плата монтажника	47,89
Отчисления на социальные нужды	138,03
Затраты на электроэнергию	0,63
Накладные расходы	143,69
Прочие расходы	23,94
Полная стоимость изготовления опытного образца с учётом отладки	1965,24
Себестоимость устройства	1507,25
Прибыль на единицу продукции	376,81
Расчётная цена разрабатываемого устройства	1884,06

6 Безопасность труда

6.1 Анализ и обеспечение безопасности труда

Лаборатория «Микропроцессорной техники» расположена на кафедре «Промышленной электроники и информационно – измерительной техники» и оснащена 6 ПЭВМ типа “IBM PC/ATX”. Питание лабораторного оборудования производится от сети напряжения 220 В. Электропитание и заземление выполнены по правилам ПУЭ. Схема электроснабжения лаборатории представлена на рисунке 6.1.

1 – стол;

2 – стол с ПЭВМ;

З – дверь входная;

4 – окно;

5 – розетка;

Рисунок 6.1 – Схема электроснабжения лаборатории

Одним из важнейших элементов условий труда является освещение. Правильно выполненная система освещения играет существенную роль в снижении производственного травматизма, уменьшая потенциальную опасность, многих производственных факторов, создает нормальные условия работы, повышает общую работоспособность. По данным НИИ труда, увеличение освещенности от 100 до 1000 лк при напряженной зрительной работе способствует повышению производительности на 10—20 %, уменьшению брака на 20 %, снижению количества несчастных случаев на 30 %. Недостаточное освещение может привести к профессиональным заболеваниям, например, таким, как прогрессирующая близорукость. Освещение на рабочем месте инженера должно быть таким, чтобы он мог без напряжения зрения выполнять свою работу. Утомляемость органов зрения зависит от ряда причин;

- недостаточность освещенности;

- чрезмерная освещенность;

- неправильное направление света.

Недостаточность освещения приводит к напряжению зрения, ослабляет внимание, приводит к наступлению преждевременной утомленности. Чрезмерно яркое освещение вызывает ослепление, раздражение и резь в глазах. Неправильное направление света на рабочем месте может создавать резкие тени, блики, дезориентировать работающего. Все эти причины могут привести к несчастному случаю или профессиональным заболеваниям, поэтому столь важен правильный расчет освещенности.

Освещенность на поверхности стола должна быть 300-500 лк, а она составляет около 150 лк, что не удовлетворяет нормам по СНиП 23-05-95.

Искусственное освещение выполняется посредством электрических источников света двух видов: ламп накаливания и люминесцентных ламп. Люминесцентные лампы, по сравнению с лампами накаливания имеют существенные преимущества:

- по спектральному составу света они близки к дневному, естественному освещению;

- обладают более высоким КПД (в 1.5-2 раза выше, чем КПД ламп накаливания)

В лаборатории используется искусственное и естественное освещение. Естественное освещение осуществляется через светопроемы, ориентированные преимущественно на запад и обеспечивает коэффициент естественной освещённости (КЕО) не ниже 1.2 %. Фактическое значение КЕО равно 0.8 %. В качестве источников света при искусственном освещении применяются люминесцентные лампы типа ЛБ40-1. Яркость на рабочей поверхности и в пределах окружающего пространства должна распределяться по возможности равномерно, так как при переводе взгляда с ярко освещенной на слабо освещенную поверхность и наоборот глаз должен адаптироваться, что вызывает его утомление. Равномерному распределению яркости способствует светлая окраска потолка, стен, оборудования. На уровень освещенности лаборатории оказывает влияние цветовая отделка интерьера и оборудования, их отражающая способность. В учебной лаборатории стены имеют бежевый цвет от пола до 2/3 высоты стены, остальная часть стеновых панелей от потолка до 1/3 высоты от потолка выкрашены побелкой, столы имеют цвет натуральной древесины. Это удовлетворяет СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03. «Гигиенические требования к видео дисплейным терминалам, персональным электронно-вычислительным машинам и организации работы». Аппаратура (мониторы, системные блоки, клавиатуры, манипуляторы типа "мышь") имеет светло-серый цвет.

Поверхность пола в помещениях эксплуатации ВДТ и ПЭВМ ровная, без выбоин, нескользкая, удобная для очистки и влажной уборки, обладает антистатическими свойствами. Разница (называемая отношением яркости) между рабочим местом и примыкающей площадью не превышает соотношение 3:1. Коэффициенты отношения поверхностей следующие:

- для потолка - 80 - 95 %;

- для стен - 50 - 60 %;

- для мебели и машин - 25 - 45 %;

- для пола - 25 - 45 % .

Монитор фирмы LG Studioworks марки 520 Si с размером диагонали 15 дюймов соответствует жесткому стандарту MPR-2, его дизайн и совокупность эргономических параметров обеспечивают надежное и комфортное считывание отображаемой информации в условиях эксплуатации. Конструкция данного монитора обеспечивает возможность фронтального наблюдения экрана путем поворота корпуса, как в вертикальной, так и в горизонтальной плоскости в пределах ±30 градусов. Корпус монитора матовый, изготовлен из пластмассы кремового цвета, рассеивающий свет (коэффициент отражения 0.42, а согласно СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03 должен быть 0.4¸0.6), на нем нет блестящих деталей, которые создавали бы блики. Монитор имеет кнопки регулировки яркости, контрастности, а также, растяжки по горизонтали и вертикали, смещения изображения влево или вправо, вверх или вниз. Монитор имеет антибликовое и антирадиационное покрытие, кроме того, на мониторе присутствует приэкранный фильтр, сглаживающий мерцание экрана, повышающий четкость и контрастность изображения, ослабляющий электромагнитное поле монитора, снимающий статическое электричество и отвечающий параметрам высшей группы износостойкости покрытий. Все это снижает мощность экспозиционного рентгеновского излучения до 50 мкР/час (согласно СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03 и ГОСТ 12.2.006-87 должно быть не более 100 мкР/час).

Таким образом, имеющиеся ВДТ и ПЭВМ удовлетворяют требования СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03.

Напряженность электромагнитного поля на рабочих местах соответствует нормам СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03.

Неправильное цветовое и архитектурное решение интерьера вызывают отрицательные эмоции. Наконец, наличие опасностей, когда у человека нет уверенности в обеспечении безопасности во время работы, отвлекает, нервирует и утомляет. Несоблюдение правил организации труда приводит к преждевременному утомлению из-за перенапряжения отдельных органов, нерационального чередования движений, монотонности выполняемой работы.

В современных ЭВМ очень высокая плотность размещения элементов электронных схем. В непосредственной близости друг от друга располагаются соединительные провода, коммутационные кабели. При протекании по ним электрического тока выделяется значительное количество теплоты. При этом возможно плавление изоляции, соединительных проводов, и оголение и, как следствие, короткое замыкание, которое может привести к воспламенению. Для ликвидации пожаров в начальной стадии и своевременной эвакуации людей в учебной лаборатории предусмотрены следующие меры:

- наличие первичных средств тушения пожара (огнетушитель ОУ-5);

- наличие устройств пожарной автоматики (извещатель дымовой ИП-212);

- наличие плана эвакуации.

Категория по взрывопожарной и пожарной опасности лаборатории «Микропроцессорной техники» по НПБ 105-95: В-3. Степень огнестойкости здания - II.

Важным фактором нормального высокопроизводительного труда являются метеорологические условия в производственном помещении. При измерениях температуры, относительной влажности воздуха в помещениях, где установлены компьютеры, оргтехника, получились такие результаты. Температура в тёплый период года колеблется от 21 до 25 °С, в холодный период года от 21 до 23 °С. На организм человека и работу оборудования большое влияние оказывает относительная влажность воздуха. При влажности воздуха до 40 % повышается износ магнитных головок на гибких накопителях, выходит из строя изоляция проводов, а также возникает статическое электричество при движении носителей информации в ЭВМ. Относительная влажность в лаборатории «Микропроцессорной техники» колеблется от 41 % до 62 % в тёплый период года. Эти параметры температуры и влажности удовлетворяют нормам СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03 и находятся в допустимых пределах.

При работе персонального компьютера не выделяются пыль и едкие вещества, которые являются причиной различных заболеваний.

В основе шума и вибрации лежит одно физическое явление - механические колебания, создаваемые при работе машин и механизмов из-за неуравновешенности вращающихся частей, трения и соударения деталей и т.п. Практически всё технологическое оборудование является источником шума и вибрации различной интенсивности. Шум и вибрация являются раздражителями общебиологического действия, вызывающими общее заболевание организма человека. Длительное воздействие шума не только снижает остроту слуха, но расшатывает периферическую и центральную нервные системы и нарушает деятельность сердечно-сосудистой системы, обостряет другие, казалось бы, совсем не связанные со слуховым аппаратом заболевания, такие, как ухудшение зрения, нарушение нормальной функции желудка, координации движения, изменение кровяного давления и т. п.

Аналогичные функциональные расстройства вызывает вибрация. Они, прежде всего, проявляются в изменениях в периферической и центральной нервных системах, сердечно-сосудистой системе и опорно-двигательном аппарате. Их тяжелые и необратимые изменения, вызванные длительным воздействием вибраций, превышающих допустимые уровни, являются признаком виброболезни, запущенные тяжелые формы которой ведут к частичной или полной потере трудоспособности. Вредное влияние шума и вибрации требует принятия действенных мер по их устранению или резкому снижению. Нормативным документом в области вибрации является СН 2.2.4/2.1.8.566-96 «Производственная вибрация на рабочих местах и в помещениях жилых и общественных зданий». Нормативным документом в области шума является СН 2.2.4/2.1.8.562-96. «Шум на рабочих местах, в помещениях жилых, общественных зданий и на территории жилой застройки». Лаборатория «Микропроцессорной техники» не граничит с помещениями, имеющими повышенные уровни воздушного и ударного шума, нет источников с повышенными уровнями шума и вибрации.

Здание оборудовано защитой от молний, также имеется надёжное заземление для агрегатов, питающихся от сети, напряжением 380 В. Персональный компьютер, входящий в состав разрабатываемого устройства, также питается от заземлённой сети 220 В. Таким образом, при соблюдении установленных правил работы с персональным компьютером, эксплуатация его не будет представлять опасность для здоровья человека.

6.1.1 Мероприятия по улучшению условий труда

Для равномерного распределения света в помещении рекомендуется использовать полукосвенный или прямокосвенный тип освещения. Источники искусственного света должны обязательно располагаться в осветительной арматуре. Их совокупности называют светильником. Светильники обеспечивают требуемое направление светового потока на рабочие поверхности, защиту глаз от слепящего действия ламп, их предохранение от загрязнения, механических повреждений и неблагоприятного воздействия внешней среды. От слепящего действия солнечных лучей используют жалюзи, солнцезащитные козырьки, устанавливаемые в световых проемах.

Неудобное сидячее положение, дискомфорт от сидячей работы с дисплеями можно уменьшить следующими методами:

- приспособлением расстояния между глазами и дисплеем и расположения дисплея к конкретному работнику;

- регулировкой общего освещения на рабочем месте до достижения нужного качества;

- обеспечением таких условий, в которых работники могли бы отдыхать, чтобы снять усталость глаз;

- обеспечением регулировки высоты рабочего стула до нужного уровня и удобства сидения.

Для поддержания температуры воздуха в пределах 21-24 °С в теплый период рекомендуется установить кондиционеры. Для холодного периода для поддержания температуры воздуха не ниже 21 °С установить требуемые отопительные системы. Для повышения влажности воздуха, если это необходимо, в помещениях с ВДТ и ПЭВМ применяются увлажнители воздуха, заправляемые ежедневно дистиллированной или прокипяченной питьевой водой. Основными профилактическими мероприятиями, обеспечивающими метеорологические условия и чистоту воздуха, являются правильно организованные вентиляционные системы.

Для предупреждения развития переутомления обязательными условиями являются:

- осуществление перерыва после каждого часа работы длительностью не более 15 минут, независимо от рабочего процесса;

- проведение во время перерыва проветривания помещения ;

- осуществление во время перерыва физкультурной паузы в течение 3-4 минут;

- через каждые 20-25 минут работы на видеотерминале осуществлять упражнения для глаз.

Все стулья, не удовлетворяющие требованиям, должны быть заменены на стулья с характеристиками:

- ширина и глубина поверхности сиденья не менее 400 мм;

- поверхность сиденья с закругленным передним краем;

- угол наклона спинки в вертикальной плоскости в пределах ±30 градусов;

- регулировка расстояния спинки от переднего края сиденья в пределах 260-400 мм.

Для снижения пыли в диспетчерской предусмотрены следующие рекомендации:

- не входить в помещение в уличной обуви;

- ежедневно проводить влажную уборку и проветривание помещения.

Основным профилактическим мероприятием, обеспечивающим оптимальные параметры микроклимата и чистоту воздуха, являются правильно организованные вентиляционные системы.

Во избежание поражения электрическим током или статическим разрядом от электрооборудования, ПЭВМ необходимо провести следующие мероприятия:

- заземлить устанавливаемое оборудование, работающее от сети;

- установить в помещении розетки, отвечающие общепринятым нормам;

- вовремя проводить технический осмотр и обслуживание оборудования;

- использовать спецодежду, не накапливающую статический заряд.

Для уменьшения влияния электромагнитных полей применяют следующие защитные меры: экранизация ВЧ частей и блоков; использование ВЧ переходных фидеров и разъемов.

Электроопасность вызвана использованием большого количества электроустановок. Применяют следующие защитные меры: использование пониженного напряжения 12 В, 36 В, и 42 В; применение автоматических выключателей при коротком замыкании; изоляция всех токоведущих частей; все инструменты снабжены электроизоляционными ручками (двойная изоляция); корпуса всех электроустановок качественно заземлены на общую шину заземления.

6.2 Расчет искусственного освещения

Работа, выполняемая с использованием вычислительной техники, имеет следующие недостатки:

- вероятность появления прямой блескости;

- ухудшенная контрастность между изображением и фоном;

- отражение экрана.

Освещенность на поверхности стола в зоне размещения рабочего документа составляет около 150 лк, что не удовлетворяет нормам по СНиП 23-05-95 ”Естественное и искусственное освещение”. Поэтому необходимо рассчитать соответствующее количество осветительных приборов для достижения требуемых характеристик.

Далее будет произведен расчет искусственного освещения.

Искусственное освещение выполняется посредством электрических источников света двух видов: ламп накаливания и люминесцентных ламп. Будем использовать люминесцентные лампы, которые по сравнению с лампами накаливания имеют существенные преимущества:

- по спектральному составу света они близки к дневному, естественному освещению;

- обладают более высоким КПД (в 1,5-2 раза выше, чем КПД ламп накаливания);

- обладают повышенной светоотдачей (в 3-4 раза выше, чем у ламп накаливания);

- более длительный срок службы.

Размещение светильников определяется следующими размерами:

Н = 3 м - высота помещения;

h_c = 0,35 м - расстояние светильников от перекрытия;

h_n = H – h_c = 3 - 0,35 = 2,65 м - высота светильников над полом;

h_p = высота расчетной поверхности = 0,7 м (для помещений, связанных с работой ПЭВМ);

h = h_n – h_p = 2,65 - 0,7 = 1,95 м - расчетная высота подвеса светильников.

Используем светильники типа ЛДР (2х40 Вт). Длина 1,24 м, ширина 0,27 м, высота 0,10 м.

L - расстояние между соседними светильниками (рядами люминесцентных светильников), L_a (по длине помещения) = 1,2 м, L_в (по ширине помещения) = 1,25 м.

l - расстояние от крайних светильников или рядов светильников до стены, l = 0,3 - 0,5L.

l_a = 0,5L_a, l_в = 0,3L_в

l_a = 0,88 м, l_в = 0,73 м.

Светильники с люминесцентными лампами в помещениях для работы рекомендуют устанавливать рядами.

Для случая отсутствия естественного освещения произведём расчёт искусственного освещения. Расчёт освещения производится для комнаты площадью 30 м², ширина которой 5 м, а длина 6 м. Воспользуемся методом светового потока.

Определим световой поток, падающий на поверхность по формуле:

Ф = Е * k * S * z / h, (6.1)

где Е - заданная минимальная освещенность = 300 лк, т.к. разряд зрительных работ = 3;

k - коэффициент запаса, учитывающий уменьшение светового потока лампы в результате загрязнения светильников в процессе эксплуатации (его значение определяется по таблице коэффициентов запаса для различных помещений), k = 1,5;

S - освещаемая площадь = 30 м²;

z - характеризует неравномерное освещение, z = Е_cp / Е_min - зависит от отношения l = L/h , l_a = L_a/h = 0,6, l_в = L_в/h = 1,5. Т.к. l превышают допустимых значений, то z=1,1 (для люминесцентных ламп);

h - коэффициент использования светового потока. Для его нахождения находим индекс помещения i и предположительно оцениваются коэффициенты отражения поверхностей помещения:

потолка - r_nom = 70 %, стен - r_cm = 50 %, пола - r_n = 30 %.

Индекс помещения находится по формуле:

, (6.2)

где:

h - расчетная высота подвеса светильника, м;

А - ширина помещения, м;

В - длина помещения, м.

Подставив значения, получим:

Зная индекс помещения i, p_nom и р_с_m, по таблице коэффициентов использования различных светильников находим η = 0,3.

Подставим все значения в формулу для определения светового потока:

Ф = 300 * 1,5 * 30 * 1,1 / 0,3 =49500 лм.

Для освещения выбираем люминесцентные лампы типа ЛБ40-1, световой поток которых Ф_л = 4320 лм.

Рассчитываем необходимое количество ламп по формуле:

N = Ф/Ф_л, (6.3)

где N – определяемое число ламп;

Ф – световой поток, Ф = 49500 лм;

Ф_л – световой поток лампы, Ф_л = 4320 лм.

N = 49500/4320 = 11,4

Итак, для освещения помещения требуется 11 ламп типа ЛБ40-1.

Рисунок 6.2 - Схема расположения светильников

6.3 Возможные чрезвычайные ситуации

Чрезвычайная ситуация – это обстановка на определенной территории, сложившаяся в результате аварии, опасного природного явления, катастрофы, стихийного или иного бедствия, которые могут повлечь или повлекли:

человеческие жертвы;
ущерб здоровью людей или окружающей среде;
значительные материальные потери;
нарушение условий жизнедеятельности людей.

В процессе эксплуатации ЭВМ существует опасность возникновения чрезвычайных ситуаций. В данной работе осветим одну из наиболее реальных чрезвычайных ситуаций - пожар.

Для организаций, оснащенных вычислительной техникой, наиболее частые причины возникновения пожаров - причины электрического характера: короткие замыкания, перегрузки, искрения от нарушения изоляции, что приводит к нагреванию проводников до температуры воспламенения изоляции;

- электрическая дуга, возникающая между контактами коммутационных аппаратов, не предназначенных для подключения больших токов нагрузки;

- неудовлетворительные контакты в местах соединения проводов и их сильный нагрев вследствие большого переходного сопротивления при протекании электрического тока;

- искрение в электрических аппаратах и машинах , а также искрение в результате электростатических разрядов и ударов молнии;

- неисправность (замыкания) в обмотках электрических машин при отсутствии надлежащей защиты.

В связи с большой пожароопасностью необходимо применять профилактические меры. Пожарная профилактика при эксплуатации электронных приборов и устройств заключается в следующих мероприятиях:

- поддержании сопротивления изоляции токоведущих частей не ниже величин, регламентированных правилами техники безопасности;

- защите изоляции от теплового, механического и агрессивного воздействия окружающей среды посредством прокладки проводов в трубах, исключении повреждения изоляции проводов и кабелей от вибрации, тряски и при движении;

- защите открытых токоведущих частей (ограждениями) от попадания на них посторонних предметов;

- устройстве механических и электрических блокировок для исключения ошибочных действий при выполнении оперативных переключений.

Для предотвращения пожаров должны строго соблюдаться правила пожарной безопасности. Необходимо тщательно проверять состояние контактов, так как ослабление контактов в местах присоединения может привести к местному нагреву, а затем к нагреву провода. Надежность работы радиоэлектронных изделий гарантируется только в определенных интервалах температуры, влажности, тока и напряжения. Из – за возможных отклонений электрических и климатических параметров эти изделия являются нередко источниками открытого пламени и высоких температур. Причиной этого является небрежное исполнение радиотехнических изделий с элементами нарушения правил пожарной безопасности.

Для тушения электроустановок под напряжением до 1 кВ необходимо применять углекислотные (ОУ-2, ОУ-5, ОУ-8), углекислотно-бромэтиловые огнетушители (ОУБ-3, ОУБ-7) или порошковые огнетушители (ОП-3, ОП -5), так как струя не электропроводна.

Необходимо оборудовать помещения охранно-пожарной сигнализацией, извещающей органы пожарной охраны о пожаре и месте его возникновения, что обеспечивается автоматической пожарной сигнализацией, а также при помощи телефонной связи.

В качестве средств оповещения использованы звуковые оповещатели “Свирель” и световые указатели “Выход”. Запуск средств оповещения должен происходить автоматически при срабатывании любого пожарного извещателя. Система оповещения людей при пожаре должна быть рассчитана всех местах постоянного и временного пребывания людей.

Шлейфы системы оповещения выполнены проводом при открытой параллельной прокладке, расстояние между проводами шлейфов сигнализации, силовыми и осветительными приборами не менее 0,5 м. План эвакуации людей при пожаре представлен на рисунке 6.3.

Рисунок 6.3 - План эвакуации при пожаре

6.3.1 Расчет времени эвакуации людей при пожаре

Расчетное время эвакуации людей из помещений и зданий устанавливается по расчету времени движения одного или нескольких людских потоков. Расчет ведется в соответствии с ГОСТ 12.1.004-91. При расчете путь движения людей делится на участки длинной l_i и шириной b_i. В таблице 6.1 указано значение скорости людей.

Расчетное время эвакуации людей Т, мин определяется по формуле:

(6.4)

где t_i – время движения людского потока на i-м участке, мин;

n – количество участков эвакуации.

Плотность людского потока D_i, чел/м² на i-м участке пути определяется по формуле:

, (6.5)

где N_i– число людей на i-м участке;

f – средняя площадь горизонтальной проекции человека, м² (f=0,125 м²);

l_i – длина i-го участка, м;

b_i – ширина i-го участка, м.

Время движения на участке пути t_i , мин следует определять по формуле:

t_i=l_i/v_i , (6.6)

где v_i – значение скорости движения людского потока на участке в зависимости от D_i.

Tаблица 6.1 – Значения скорости движения людского потока на участке в зависимости от плотности потока

Плотность потока,D	Горизонтальный путь		Дверной проем	Лестница вниз
	Скорость, v, м/мин	Интенсив-ность, q, чел/мин	Интенсив-ность,q, чел/мин	Скорость, v, м/мин	Интенсив-ность, q, чел/мин
0,01	100	1	1	100	1
0,05	100	5	5	100	5
0,1	80	8	8,7	95	9,5
0,2	60	12	13,4	68	13,6
0,3	47	14,1	16,5	52	16,6
0,4	40	16	18,4	40	16
0,8	19	15,2	17,3	13	10,4
0,9 и более	15	13,5	8,5	8	7,2

Результаты расчета времени эвакуации людей сведены в таблицу 6.2.

Таблица 6.2 – Результаты расчета времени эвакуации людей

Учас-ток	Длина, li, м	Ширина bi, м	Число людей, Ni	Плотность потока, Di,	Интен-сивность, qi, чел/мин	Ско-рость, vi, м/мин	Вре-мя, ti, мин
1	10	8	11	0,017	1	100	0,1
2	6	3	44	0,305	14,1	47	0,127
3	6	6	46	0,159	10	70	0,085
4	15	3	46	0,127	9	75	0,2
5	24	2	46	0,12	9,4	72	0,33

Расчетное время эвакуации людей:

Т = 0,1 + 0,127 + 0,085 + 0,2 + 0,33 = 0,842 мин.

Таким образом, расчетное время эвакуации из помещения составляет 0,842 мин или 50,52 сек. Время эвакуации по лестничным маршам не должно превышать 5 мин, а время эвакуации из помещения между лестничными клетками 1 мин. Расчетное время не превышает допустимого.

Заключение

Спроектированный источник питания для системы диагностирования сменных плат ПД-11 блока Д19-1 МСНР 9С32М1, предназначенной для эксплуатации в полевых условиях, отвечает всем требованиям технического задания.

Использование ряда хорошо отработанных узлов и элементов позволяет сделать заключение о высокой надежности спроектированного источника питания.

Введенная в состав источника питания защита по току в первичной цепи позволяет осуществить защиту от перегрузки фактически по любому выходному напряжению.

И, наконец, проведенные испытания смакетированного устройства диагностики, в состав которого был включен спроектированный источник питания, показали правильность выбранного технического решения как с точки зрения требований к технических характеристикам источника питания, так и с позиций его экономического обоснования.

Список использованных источников

1 Джонс М.Х. Электроника: Практический курс. – М.: Постмаркет, 1999.-528 с.

2 Герасимов В.Г, Князьков О.М, Краснопольский А.Е. Покровский А.Д. Основы промышленной электроники. – М.: Высшая школа, 1969.-300 с.

3 Исаков Ю.А, Платонов А.П, Руденко В.С, Сенько В.И. Основы промышленной электроники. - Киев.: Техника, 1976.-544с.

4 Опадчий Ю.Ф, Глудкин О.П, Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника. – М.: Горячая линия - Телеком, 2005.-768с.

5 Электропитание радиоэлектронных средств. – М.: Военное издательство МО ВС РФ, 1980.-431с.

6 Петров К.С. Радиоматериалы, радиокомпоненты и электроника: Издательская программа 300 лучших учебников для высшей школы в честь 300- летию Санкт-Петербурга. – М.: Санкт-Петербург, 2004.

7 Жеребцов И.П. Основы электроники. – Ленинград.: Энергоатомиздат, 1985.

Гусев В.Г, Гусев Ю.М. Электроника. – М.: Высшая школа, 1991.

9 Браммер Ю.А, Пащук И.А. Цифровые устройства. – М.: Высшая школа, 2004.

10 Калабеков Б.А. Цифровые устройства и микропроцессорные системы. - М.: Горячая линия – Телеком, 2005.

11 Электрорадиоматериалы и элементы радиоэлектронной аппаратуры. - М.: Воениздат, 1980.

12 Кучеров Д.П. Источники питания ПК и периферии. - Санкт-Петербург.: Наука и техника, 2005.-430с.

13 Семьян А.П. Источники питания. – Санкт-Петербург.: Наука и техника, 2005.-400с.

14 Пестриков В.М. Энциклопедия радиолюбителя. - Санкт-Петербург.: Наука и техника, 2001.-431с.

15 Аксёнов А.И, Нефёдов А.В. Отечественные полупроводниковые приборы: Справочник. – М.: Солон-Р, 1999.-490с.

16 Интегральные микросхемы: Справочник. – М.: Додэка, 1998.-400с.

17 Булатов В.Н, Даминов Д.А. Основы проектирования и конструкции РЭУ: Учебное пособие. - ИЛК , 2006-288с.

18 Богородицкий Н.П, Пасынков В.В, Тареев Б.М. Электротехнические материалы. – Л.: Энергоатомиздат, 1985-302с.

19 Касаткин А.С. Основы электротехники. – М.: «Высшая школа», 1975-304с.

20 Разевиг В.Д. Система проектирования OrCAD 9.2. – М.: Солон-Р, 2001-523с.

Приложение А

(обязательное)

Схема электрическая принципиальная

Приложение Б

(обязательное)

Перечень элементов

Приложение В

(обязательное)

Сборочный чертеж

1 Электромонтаж выполнять согласно ГОУ ОГУ 2004.4405.24 Э3.

2 Припой ПОСБ1 ГОСТ 21931–76.

3 *Размеры для справок.

4 Установку элементов производить по ОСТ

5 Позиционные обозначения элементов маркировать краской ЧМ, черный ТУ29–02–859–78 вблизи соответствующих элементов. Шрифт 2,5 по НО.010.001.

6 Плату после сборки покрыть лаком НЦ–62, бесцветный, ТУ6–10–1291–77.

Приложение Г

(обязательное)

Чертежи печатной платы

1 Плату изготовить комбинированным методом.

2 Шаг координатной сетки 2,5 мм.

3 *Размеры для справок.

4 Ширина шины питания 2,5 мм. Ширина остальных проводников 0,25 мм.

5 Проводники покрыть сплавом «Розе».

Скачать: 4221.rar

Категория: Дипломные работы / Дипломные работы по электронике

Уважаемый посетитель, Вы зашли на сайт как незарегистрированный пользователь.
Мы рекомендуем Вам зарегистрироваться либо войти на сайт под своим именем.

Привет студент

Наверх