Министерство образования и науки Российской Федерации
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение
высшего профессионального образования
«ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ» (ТУСУР)
Кафедра промышленной электроники (ПрЭ)
АНАЛИЗ ПОЛУМОСТОВОГО ИНВЕРТОРА НАПРЯЖЕНИЯ
Пояснительная записка к курсовому проекту
по дисциплине «Энергетическая электроника»
Студенты гр.
.
.
«____»________2015 г.
Руководитель:
доцент кафедры
канд. техн. наук
___________
(место для оценки)
«____»_________2015 г.
2015
Министерство образования и науки РФ
Федеральное государственное бюджетное учреждение высшего профессионального образования «Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники»
(ТУСУР)
Кафедра промышленной электроники ( ПрЭ )
УТВЕРЖДАЮ
Зав. кафедрой ПрЭ д.т.н.,
профессор
__________
ЗАДАНИЕ
на курсовое проектирование студенту ______________
группа факультет электронной техники
1 .Тема проекта: Полумостовой инвертор напряжения______________
- Срок сдачи студентом законченного проекта 21.04.2015 г.
- Исходные данные к проекту
Напряжение питания 50 В
Напряжение нагрузки 38 В
Мощность нагрузки 1000Вт
Частота преобразования 2 кГц
Коэффициент пульсации не более 5%
- Содержание пояснительной записки (перечень подлежащих разработке вопросов):
- Применение полумостового инвертора напряжения.
- Принцип действия преобразователя.
- Расчет силовой части.
- Моделирование схемы.
- Анализ полученных результатов.
- Вывод.
ЗАДАНИЕ СОГЛАСОВАНО
Руководитель проектирования ____
доцент кафедры ПрЭ, канд. техн. наук______________
Ф.И.О. должность, место работы
“_____”___________________ 2015 г. Подпись
Задание принято к исполнению
“___19__”___февраля________ 2015 г. Студент________________
подпись
СОДЕРЖАНИЕ
Введение………………………………………………………………………...…5
2 Анализ ТЗ. Описание полумостового инвертора напряжения..………...……6
3 Разработка схемы электрической принципиальной, расчет и выбор элементов……………………………………………………..…………………...7
4 Моделирование полумостового инвертора напряжения …...……....…...…...9
5 Диаграммы в основных точках схемы.................………………................….10
6 Анализ полученных результатов...............….....…………..………..….……..12
Заключение……………………………………………………………………….13
Список использованных источников…………………………………………...14
Введение
Инверторы напряжения — инвертором напряжения называют устройство, преобразующие электрическую энергию источника напряжения постоянного тока в электрическую энергию переменного тока.
Инверторы, а также преобразователи напряжения различных типов используются уже достаточно давно в качестве дополнительных блоков в устройстве некоторых систем. В последние же годы преобразователи напряжения стали самостоятельными блоками в почти бесконечном разнообразии схем и систем. Сегодня любое занятие электроникой или электротехникой, становится все более и более затруднительным без глубоких знаний об инверторах и преобразователях. Инвертор - это прибор, схема, или система, создающая переменное напряжение при подключении источника постоянного напряжения.
Инверторы позволяют с низкими потерями передать энергию электросети в нагрузку с преобразованием её в любое желаемое напряжение и ток, защита элементов преобразователя от перегрузок не представляет собой сложных и мощных систем, и занимает минимальное место на плате преобразователя
В данной работе, будет произведен расчёт полумостового инвертора напряжения, анализ схемы работы в среде LTspice построены нагрузочная и регулировочная характеристики.
- Анализ ТЗ. Описание полумостового инвертора напряжения.
В двухтактной полумостовой схеме с конденсатором в качестве накопительных элементов, которая обычно называется просто полумостовой (см. рис. 1.1), точка соединения конденсаторов С1 и С2 образует искусственный вывод среднего потенциала источника питания. В один полупериод, например когда открыт ключ K1, происходит заряд конденсатора C2 и разряд C1, а в другой полупериод, когда открыт ключ K2, наоборот — заряд C1 и разряд C2 .
В схеме инвертора, показанной на рис. 1.1, одна вертикаль однофазного моста заменена двумя плечами емкостного делителя напряжения, создающего искусственную нулевую точку в источнике питающего напряжения.
Рассмотрим работу схемы инвертора при симметричном управлении, то есть при условии, что транзисторы VT1, и VT2 находятся во включенном состоянии 180 градусов. Временные развертки электромагнитных процессов в схеме показаны на рис. 1.2. При включении транзистора VT2 точка b схемы подключается к положительному зажиму источника питания, а точка остается подключенной к искусственной нулевой точке источника питания. При этом к нагрузке прикладывается напряжение равное E/2, а в нагрузке нарастает ток i2 в направлении, указанном на схеме. Так же, как и в мостовой схеме, эдс самоиндукции в этом случае препятствует увеличению тока в контуре. В момент t = π транзистор VT2 выключаются и контур тока нагрузки размыкается. Однако, благодаря энергии, запасенной в индуктивности нагрузки, ток нагрузки поддерживается за счет эдс самоиндукции, при этом знак этой эдс меняется на обратную, что приводит к включению диода VD1. Таким образом, точка b схемы подключается к отрицательному зажиму источника питания, полярность напряжения на нагрузке меняется на обратную, и энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, сбрасывается в нижнюю половину источника питания. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы к моменту спада тока нагрузки до нуля, транзистор VT1 был включен, что обеспечивает повторение всех процессов с другой полярностью тока. Таким образом, особенностью полумостового варианта схемы является то, что накопление энергии в индуктивности нагрузки происходит от одной половины источника питания (например, от Сф1), а ее сброс осуществляется в другую половину (соответственно, в Сф2 ).
- Разработка схемы электрической принципиальной, расчет и выбор элементов
Транзисторный полумостовой инвертор напряжения работает на частоте 2 кГц. Определим емкость конденсатора при условии, что размах переменной составляющей напряжения на конденсаторе не превышает 5 %. Сформулируем задачу. Все расчеты проводятся в электронной среде MathCad:
Дано:
f = 2 кГц
Pn = 1000 Вт (активная мощность)
Un = 50 B (действующее значение)
wLn/Rn = 0,95
β = 1 град (угол опережения)
dUc= 0,05*Un (амплитуда колебания напряжения на конденсаторе в процессе поочередного разряда заряда)
Как вытекает из принципа действия схемы, амплитуда выходного напряжения инвертора в этом случае в два раза меньше, чем напряжение питания.
На рис. 1.2 (д) представлена кривая входного тока инвертора, которая показывает, что в течение первой полуволны выходного напряжения кривая входного тока совпадает с кривой тока нагрузки, в момент изменения полярности выходного напряжения кривая входного тока Id претерпевает разрыв и в течение второй полуволны выходного напряжения кривая входного тока повторяет кривую тока нагрузки, но с обратной полярностью. Среднее значение входного тока Id определяет активную мощность, отбираемую от источника питания. Разрывный характер кривой входного тока инвертора предъявляет жесткие требования к выходному сопротивлению источника питания, особенно в области высоких частот. Поэтому в реальных схемах на входе АИН устанавливается ёмкостный фильтр (формально, источник эдс шунтировать ёмкостью не имеет смысла, но реальные источники напряжения обладают конечным выходным сопротивлением и, соответственно, на практике ёмкость фильтра необходима).
На рис. 1.2 (в,г,б) показаны кривые напряжения между коллектором и эмиттером транзистора VT1, тока транзистора VT1 и тока обратного диода VD1, соответственно. После окончания процессов коммутации эти напряжения равны напряжению источника питания. Uvtm = Uvdm = E
Как следует из анализа кривой коллекторного напряжения силового транзистора, напряжение на коллекторе транзистора при выключении нарастает непосредственно после окончания интервала проводимости, фактически, при наличии полного тока нагрузки в силовом ключе. Таким образом, нормальная работа схемы возможна лишь при использовании полностью управляемых силовых полупроводниковых приборов, обеспечивающих возможность принудительной коммутации тока. Применение приборов с неполным управлением (тиристоров) в схемах АИН возможно лишь при использовании специальных узлов искусственной коммутации [6], обеспечивающих формирование обратного напряжения на выключаемом тиристоре. Поскольку это приводит к существенному усложнению как силовой части схемы, так и алгоритмов управления, то в настоящее время развитие этого направления силовой электроники можно считать малоперспективным.
Нетрудно видеть, что при принятых выше допущениях, работа однофазной мостовой схемы АИН описывается системой уравнений, содержащей коммутационную функцию [6]:
, где
Как известно [6], эта функция может быть представлена в виде ряда Фурье:
Тогда, используя (1.1) и полагая k =1 в (1.3) , можно определить амплитуду первой гармоники выходного напряжения инвертора:
и, соответственно, действующее значение этого напряжения:
При активно-индуктивном характере нагрузи полное сопротивление нагрузки для k-ой гармоники выходного напряжения равно:
Соответственно, k-ая гармоника тока нагрузки описывается уравнением:
, где - угол сдвига между первыми гармониками тока и напряжения нагрузки.
Из уравнений (1.3), (1.6) и (1.7) следует, что амплитуды высших гармоник в токе нагрузки быстро убывают: пропорционально, приблизительно, квадрату номера гармоники. Поэтому в большинстве случаев высшими гармониками тока нагрузки можно пренебречь и считать, что кривая тока нагрузки близка к синусоиде[6].
Амплитудное значение тока нагрузки будет определятся током первой гармоники:
Тогда, используя (1.7), в котором полагаем k=1 , нетрудно определить среднее значение коллекторного тока транзистора:
Аналогично можно определить и среднее значение анодного тока обратного диода:
Проведем расчет по полученным формулам в среде MathCad:
Расчет емкости конденсатора:
Обычно амплитуда колебания напряжения ΔUс на конденсаторах в процессе поочередного заряда и разряда задается в пределах единиц или десятых долей процентов от Uвх.
При указанных выше значениях ΔUс эффективное значение напряжения на первичной обмотке трансформатора стремится к Uвх/2. Так как конденсатор пропускает только переменную составляющую тока, то к нагрузке Zн будет приложено переменное напряжение, а на конденсаторе выделится постоянная составляющая напряжения, равная Uвх/2 . Следовательно, амплитуда переменного напряжения на Zн будет равна Uвх/2 , а форма кривой близка к прямоугольной при выборе конденсатора с достаточно большой емкостью[2].
|
Ф |
Так как по переменному току С1 и С2 соединены параллельно, то С1=С2=С/2
Примем С1=С2=689 мкФ
Выберем конденсаторы К50-29-100мкФ-160В с характеристиками :
допустимые напряжения переменной составляющей пульсации на частоте 50Гц – 40В
Тогда допустимые напряжения переменной составляющей пульсации на частоте более 1000Гц составит:
|
В |
По условию допустимое напряжение пульсации составляет 2,5 В. Поэтому увеличим нашу емкость в 2,5 раза. С1=С2= 1,722мФ
Установим параллельное соединение 17 конденсаторов К50-29-100u-160В.
Выбор транзистора:
К наиболее важным моментам расчета следует отнести определение параметров и выбор типа силового транзистора. Необходимыми параметрами для выбора транзистора являются ток транзистора в открытом состоянии и напряжение, прикладываемое к транзистору в закрытом состоянии.
Амплитуда напряжения на силовом транзисторе (и, соответственно, на обратном диоде) остается такой же, как и в мостовой схеме, т.е. амплитуда источника питания:
Анализ кривых токов силовых полупроводниковых приборов показывает, что средние значения коллекторных и анодных токов в полумостовой схеме совпадают с соответствующими значениями токов в однофазной мостовой схеме. При этом следует иметь в виду, что среднее значение тока, отбираемое от одной половины источника питания в этом случае в два раза меньше, чем в однофазной мостовой схеме АИН.
Таким образом, в полумостовой схеме, по сравнению с мостовой схемой, уменьшается в два раза напряжение на нагрузке и, соответственно, уменьшается в два раза среднее значение тока, отбираемого от источника питания.
Следует отметить, что относительная установленная мощность силовых полупроводниковых приборов и в той, и в другой схеме одинаковы, так как сокращение в два раза количества транзисторов и диодов в полумостовой схеме, по сравнению с мостовым вариантом, приводит к соответствующему уменьшению мощности нагрузки из-за уменьшения выходного напряжения. Полумостовая схема удобна для источников питания с промежуточным звеном повышенной частоты и бестрансформаторным входом[2].
|
В |
|
А |
По имеющимся параметрам был выбран транзистор: IRG4BC30F
Инвертор, выполненный на IGBT транзисторах без RCD-цепей при работе на активно-индуктивную нагрузку имеет большие динамические потери как при включении, так и при выключении, вследствие того, что по ключам протекает максимальный ток при напряжении на них равном напряжению источника питания (рис. 2.1).
Расчет тепловых потерь
Для обеспечения нормального теплового режима работы ключей необходимо определить мощность потерь в ключах (транзисторах и обратных диодах).
Рисунок 2.1 — Временные зависимости тока и напряжения транзисторов инвертора, работающего на индуктивную нагрузку
Тепловые потери в транзисторе IGBT складываются из статических потерь в открытом состоянии, динамических потерь переключения, потерь управления и потерь за счет утечки в закрытом состоянии. Потери за счет утечки настолько малы, что их не учитываем, а потери управления в данной работе нас не интересуют.
|
(2.1) |
Полная мощность потерь при периодической коммутации может быть определена через энергию потерь за один период по формуле[7]:
, где Т – период коммутации
Uce(t) – напряжение коллектор – эмиттер
ic(t) – ток коллектора
Статические потери на ключе
|
(2.2) |
Статические потери составляют часть полной мощности потерь, которая может быть рассчитана по формуле (2.1). При расчетах мы должны учесть, что напряжение коллектор-эмиттер здесь величиной примерно постоянной и равной напряжению насыщения Uce(on), а значит, его можно вынести за знак интеграла[7]:
τ – время нахождения транзистора в проводящем состоянии
|
(2.3) |
Формулу (2.2) можно привести к виду[7]:
Собственно Uce(on) берется из технической документации на транзистор с уточнением, чтобы не завышать расчетную величину статических потерь по сравнению с реальными, необходимо выбрать значение Uce(on) исходя из конкретной рабочей величины тока.[7]
|
В |
|
Вт |
Динамические потери в ключе
Воспользоваться формулой (2.1) так же, как для расчета статических потерь, не удастся, поскольку динамика включения и особенно, отключения IGBT транзистора достаточно сложная. Воспользуемся измеренными производителем на этапе изготовления транзистора параметром, который называется энергией переключения. Тогда потери переключения могут быть рассчитаны по простой формуле[7]:
|
(2.4) |
Elt – энергия переключения.
Так как энергия потерь переключения IGBT транзистора – величина непостоянная, она достаточно точно определяется графическим способом в технической документации
Рисунок 2.2 Зависимость энергии потерь на переключение от сопротивления затвора(а) и температуры перехода(б)
Рисунок 2.3 Зависимость энергии потерь на переключение от максимального тока коллектора Iкэm(а), безопасная область работы для IRG4BC30F (б).
|
Дж |
|
Вт |
|
Вт |
Выбор обратного диода
В инверторе, работающем на активно-индуктивную нагрузку, возникает необходимость возврата реактивной энергии нагрузки. Обратные диоды обеспечивают возврат ее в конденсатор входного фильтра и формирование нулевых пауз в выходном напряжении инвертора. Максимальное напряжение, прикладываемое к диодам, определяется напряжением источника питания Uvdmax = E = 100 В, а максимальное значение тока, протекающего по ним, не превышает тока транзистора Ivdmax = Ivtmax = 7.5 A.
Выбираем диод 2Д2990А, имеющий следующие характеристики
Uобр = 600 B; Iп = 20 А; f max = 200 кГц; t восст = 0,15 мкс.
|
Вт |
Статические потери в обратных диодах инвертора, работающего на активно-индуктивную нагрузку, определяются аналогично потерям в транзисторах:[2]
ΔUvd = 1В — прямое падение напряжения на диоде (с учетом вольтамперной характеристики);
Динамические потери в диоде:[2]
|
Вт |
, где
где Qvd — заряд восстановления диода, примем равным 10–6 Кл (ТУ диодов 2Д2990А)[2]
Суммарные потери в диоде:
|
Вт |
Суммарные потери в инверторе:
|
Вт |
Зная все это определим КПД инвертора:
- Моделирование полумостового инвертора напряжения.
3.1 Построение математической модели
Для создания модели преобразователя была использована программа LTSpice IV. Модель преобразователя показана на рисунке 3.1.
Рисунок 3.1 Модель полумостового инвертора напряжения
V1 – напряжение питания равное V=100В;
U1, U2- транзисторы IRG4BC30F IGBT;
L1 – дроссель индуктивностью L1 = 99мкГн и током 20 А;
C1,С2–разделительные электролитические алюминиевые конденсаторы типа типа:TK-2В-0,5 мФ;
R2 = R3 – резисторы номиналом R2 = R3 = 10 Ом, служащие для задания тока базы транзистора U1 и U2;
R1 = 2,5 Ом – активное сопротивление нагрузки V2 = V3 – импульсное напряжение управления равное V2 = V3 = 5 В на верхнем уровне и V2= V3 = -5 В на нижнем уровне, выдающее импульсы с частотой преобразования 2кГц и длительностью tи = 0,25мс;
В результате моделирования были получены графики, отображающие работу преобразователя.
- Диаграммы в основных точках схемы
Основные диаграммы схемы в установившемся режиме представлены на соответствующих рисунках ниже. γ =0.7
Рисунок 4.1 – Импульсы управления при γ =0.7
Рисунок 4.2 - Ток протекающий в RL – нагрузке при γ =0.7
Рисунок 4.3 - Ток протекающий в RL – нагрузке, при разных γ и А.
Рисунок 4.4 – Выходное напряжение при γ =0.7
Рисунок 4.5 – Выходное напряжение, при разных γ и А.
Рисунок 4.6 - Ток конденсатора С1
Рисунок 4.7 - Ток конденсатора С2
Рисунок 4.8- Напряжение на конденсаторе С1
Рисунок 4.9- Напряжение на конденсаторе С2
Рисунок 4.10 - Напряжение на транзисторе VT1
Рисунок 4.11 - Напряжение на транзисторе VT2
Рисунок 4.12 – Ток через диоды Д1 и Д2
Рисунок 4.13 – Токи транзисторов U1 и U2 вместе с токами обратных диодов
Рисунок 4.14 – Мощность рассеиваемая на транзисторе
- Анализ полученных результатов
Сравнивая заданные параметры со значениями, полученными из диаграмм в результате моделирования, мы видим, что эти значения с допустимой погрешностью (меньше 5 %) совпадают с требуемыми данными.
Построим нагрузочную характеристику преобразователя по значениям полученным в LTSpice IV. Для этого используем директивы моделирования:
.param T=0.0005
.param tza=T/2
.param g=0.5
.param Tk=0.003
.step param g 0.1 0.9 0.1
.step param A 0.1 1 0.1
.param R1=10/A
.param ti=g*T/2
.meas tran res1 RMS V(n001) from Tk
.meas tran res2 RMS I(V1) from Tk
.meas tran pin param res2*res1
.meas tran res4 RMS V(n005,n002) from Tk
.meas tran res5 RMS I(R1) from Tk
.meas tran pn param res4*res5
.meas tran km param pn/pin
Таблица 5.1 – Экспериментальные данные
Рисунок 5.1 - Нагрузочная характеристика полумостового инвертора напряжения
Построим регулировочную характеристику преобразователя по значениям полученным в LTSpice IV. Для этого используем директивы моделирования:
Таблица 5.2 – Экспериментальные данные
Рисунок 5.2 - Регулировочная характеристика полумостового инвертора напряжения
Для получения поверхностей коэффициента мощности в среде MathCad, был написан цикл:
И получена матрица мощностей:
Таблица 5.3
Рисунок 5.2 – Km =f(γ,Id) Поверхность коэффициента мощности от γ и тока в нагрузке
Таблица 5.4 Поверхность нагрузочной характеристики
Рисунок 5.3 – Un =f(γ,Id) Поверхность Нагрузочной характеристики от γ и тока в нагрузке
Заключение
В результате проделанной работы была рассчитана силовая часть схемы полумостового инвертора напряжения, произведен расчет элементов схемы, построена регулировочная характеристика, а так же приобретены навыки моделирования в программе LTSpice IV.
В результате электронного моделирования были сравнены расчётные и экспериментальные данные, которые в пределах различной погрешности сошлись между собой. Параметры тока через элементы схемы и напряжения на них, мощности, а так же вид соответствующих диаграмм, совпали с расчётами и теорией, что является хорошим показателем.
Список используемой литературы:
- Энергетическая электроника: Учебно-методическое пособие / Мишуров В. С., Семенов В. Д. – 2007. 174 с.
- ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА: методические указания и примеры выполнения курсового проекта / В.С. Мишуров
- Энергетическая электроника: Учебное пособие / Кобзев А. В., Семенов В. Д., Коновалов Б. И. – 2010. 164 с.
- Транзисторная преобразовательная техника / В.И. Мелешин. - М.: Техносфера, 2005. 632 с.
- Краткое руководство по симулятору LTspice / Валентин Володин
- Транзисторные преобразователи напряжения. Анализ и расчет. / А.И. Андриянов 2010г.
- Силовая электроника. Профессиональные решения. / Семенов Б.Ю. 2011
- IRG4BC30F Datasheet (PDF) - International Rectifier
Скачать: