Привет студент

 Дипломный проект

Тема: Исследование и разработка широкополосных согласующе-фильтрующих цепей усилителей класса F.
Subject: Research and development of broadband matching- filtering circuits amplifiers class F.

Аннотация
Работа посвящена исследованию и разработке широкополосных согласующе-фильтрующих цепей усилителей класса F. В различных элементных базисах синтезированы и промоделированы схемы выходных широкополосных согласующе-фильтрующих цепей в полосовом и квазиполосовом вариантах. Изучены возможности конструктивных реализаций таких цепей и рассмотрены вопросы их микроминиатюризации: разработаны и промоделированы топология квазиполосового варианта цепи в микрополосковом исполнении с применением профессиональной САПР AWR Microwave office.
Ключевые слова: широкополосность, класс-F, высокая эффективность, усилитель мощности.
Abstract
The work is devoted to research and development of broadband matching- filtering circuits amplifiers class F. In various element bases synthesized and simulated circuit output broadband matching- filtering circuits in the bandpass and the quasi-bandpass versions. Explore the possibility of structural implementations of such circuits, and the issues of miniaturization: developed and simulated quasi-bandpass topology options in the microstrip circuit design with professional CAD AWR Microwave office.
Keywords: broadband, class-F, high efficiency, power amplifier.

5.3.1. Определение структуры согласующей цепи и значений её элементов ………………………………………………………………………………….42
5.3.2. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи 44
5.3.3. Выполнение требований по 2-й и 3-й гармоникам 46
5.3.4. Создание выходной согласующей цепи в распределенном электрическом элементном базисе 48
5.3.5. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи, реализованной в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе 50
5.3.6. Создание схемы широкополосного согласующего устройства в геометрическом распределенном элементном базисе 52
6. Экспериментальный раздел 53
6.1. Моделирование выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи транзисторного усилителя мощности класса F 53
7. Организационно-экономический раздел 57
7.1. Определение затрат на проектирование устройства 57
7.2. Затраты на оплату труда разработчика устройства 57
7.3. Затраты на оплату машинного времени 58
7.4. Расчет общих затрат 62
8. ОХРАНА ТРУДА 64
8.1. Действие электромагнитного излучения и СВЧ на организм человека 65
8.2. Нормирование электромагнитных полей 66
8.3. Помещения для работы с устройствами СВЧ 67
8.4. Расчет плотности потока мощности и безопасных расстояний от источника ВЧ 68
8.5. Расчет экрана 70
8.6. Меры защиты от электромагнитных излучений при работе 72
с устройствами ВЧ или СВЧ 72
Заключение 73
Список литературы……………………………………………………………......74

Введение
При разработке и проектировании современных приемо-передающих систем коммерческого и военного назначения постоянно ужесточаются требования к их экономичности и эффективности. Это в том числе означает, что требуется постоянно уменьшать энергопотребление и увеличивать рабочую полосу частот при одновременном снижении веса, уменьшении габаритов и повышении надежности аппаратуры. Разработчики, проектирующие новые телекоммуникационные системы передачи, должны одновременно удовлетворять этим противоречивым требованиям.
Из вышесказанного следует, что снижение энергопотребления и повышение КПД становятся одними из наиважнейших задач при проектировании приемо-передающей аппаратуры, решение которых позволит значительно уменьшить вес элементов питания, обеспечить тепловой режим элементов, в так же улучшить массогабаритные показатели и надежность радиоэлектронной аппаратуры.
Анализируя современные радиопередающие системы можно сделать вывод, что наибольшее количество энергии потребляют выходные каскады передатчиков, поэтому создание усилителей с высокой эффективностью является актуальной задачей. Для её решения необходимо совершенствовать режимы работы усилителей мощности. Одним из действенных способов повышения эффективности усилителя мощности является применение «ключевых» режимов работы.
Ключевые устройства в свою очередь делятся на классы, таких как D, E, F и др. В данной работе будут исследованы и разработаны широкополосные согласующе-фильтрующие цепи усилителей класса F, так как усилительные устройства, работающие в этом классе, стали очень актуальны в последнее время, о чем свидетельствует большое количество публикаций в зарубежной литературе.

1. Обзор литературы по современному состоянию проблемы высокоэффективных усилителей, работающих в ключевых режимах
1.1. Принцип «ключевых» режимов работы активного элемента
В «ключевых» режимах работа активного элемента подобна обычному ключу, который замыкает или размыкает электрическую цепь. Если на рабочей частоте можно пренебречь влиянием реактивностей схемы, и сопротивление активного элемента в открытом состоянии близко к нулю, а в закрытом стремится к бесконечности, то потери мощности в нём полностью отсутствуют, так как в любой момент времени на активном элементе отсутствует либо напряжение, либо через него не протекает ток. Минимальное сопротивление активного элемента в открытом состоянии обеспечивается, если он работает в режиме насыщения, то есть при большом входном сигнале. Если же сигнал на входе меняется по амплитуде, то при постоянном напряжении питания обеспечение режима насыщения и соответственно ключевого режима, становится невозможным. Поэтому в ключевом режиме возможно усиление лишь сигналов с постоянной амплитудой, т.е. сигналов с частотной, фазовой или импульсной модуляцией. При наличии изменяющейся амплитуды сигнала приходится применять преобразование исходного сигнала в промежуточную форму с постоянной амплитудой и последующим восстановлением с помощью линейных, или нелинейных операций.
1.2. Обзор последних достижений и публикаций по классам работы усилителей с высоким КПД
В последнее время на тему высокоэффективных усилителей мощности появилось множество публикаций как в иностранной литературе, так и в отечественной.
В [1] разобраны вопросы реализации режимов работы транзисторных усилителей мощности СВЧ с высоким КПД.
Рассмотрение современного состояния усилителей с высоким КПД произведено в [2]. В данной монографии описывается физика работы высокоэффективных транзисторных усилителей мощности, режимы их работы (класс D, E, F и др.) Достаточно подробно рассмотрены конструкции усилителей для реализации этих режимов. Освещены вопросы получения максимального коэффициента полезного действия в усилителях, методы построения и реализации таких усилителей, выбор режима и компонентов схемы для усилителей ВЧ и СВЧ, влияние паразитных элементов активных приборов и потерь в линиях передачи.
Методика расчета частотных свойств усилителей класса D и E по допустимому уровню снижения коэффициента полезного действия разработана в [3]. Предложены: 1) новый вариант построения модуляционного устройства, с промежуточной широтно-импульсной модуляцией. 2) метод повышения линейности усиления в модуляторе нового типа с помощью компенсатора, который, позволяет уменьшить коэффициент нелинейных искажений в 2,5 раза при сохранении устойчивости усилителя к самовозбуждению. 3) новый метод анализа устойчивости широтно-импульсных систем.
В [4] был предложен метод автоматизированного синтеза широкополосных ключевых усилителей и умножителей частоты, работающих в режиме класса Е, позволяющий находить оптимальные схемотехнические решения в сосредоточенном и распределенном электрическом элементных базисах в заданной полосе рабочих частот.
В [5] рассматриваются некоторые подходы и методики, используемые компанией Mimix Broadband при создании высокоэффективных СВЧ-интегральных микросхем для усилителей Ka и Х диапазонов. Для иллюстрации оптимального подхода к созданию подобных усилителей приводятся ключевые факторы, влияющие на эффективность их работы, а также рассматриваются некоторые компромиссные решения, позволяющие достичь желаемых результатов.
Усилитель мощности класса-F на 3.1 ГГц разработан в [6]. При выходной мощности 10 Вт получена эффективность выше 82%. Использовался транзистор в корпусе GaN.
1.2.1. Обзор публикаций на тему широкополосных усилителей класса F
Представленные выше публикации[2,5,6], которые относятся к классу F, описывают работу высокоэффективных усилителей мощности в узкой полосе частот. Большой интерес представляют широкополосные усилители мощности с высоким КПД, приведем некоторые из них ниже.
В [7] разработана выходная цепь усилитель мощности, работающий в классе F, с рабочей полосой частот 20%. С полученной цепью был промоделирован усилитель мощности, в результате чего был получен стоковый КПД более 63%. Выходная согласующая цепь, состоящая из 10-и элементов, была получена в распределённом электрическом базисе, реализация в распределенном геометрическом базисе не рассматривалась, следовательно, не рассматривались и возможные конструктивные реализации.
Транзисторный высокоэффективный широкополосный усилитель мощности с высокой линейностью, работающий в не «прерывном классе F», был реализован в [8]. В данное устройстве используется 10W GaN HEMT. Выходная согласующая цепь состоит из 12-ти элементов, часть из которых навесные, и обеспечивает работу усилителя в октавной полосе пропускания, средний КПД в рабочей полосе пропускания превышает 74%.
Упрощенный метод проектирования линеаризованных высокоэффективных непрерывных усилителей мощности класса-F представлен в [9]. В данной работе описывается подход к проектированию, используемый для достижения приближенных непрерывных режимов усилителя мощности класса F в широкой полосе пропускания. В результате был получен транзисторный усилитель с более чем 70%-ой эффективностью, с рабочей полосой пропускания более 51% от 1.45 до 2.45 ГГц с выходными мощностями 11-16.8 Вт. Он был реализован на подложке с ε_r=3.5. Выходная согласующая цепь состоит из семи элементов. В данной работе нелинейный усилитель мощности линеаризовался, используя цифровое предварительное искажение.
Проанализировав выше описанные публикации можно сделать вывод, что широкополосные усилители класса F недостаточно хорошо изучены: фактически отсутствуют методики синтеза таких усилителей, не уделено должного внимания вопросу уменьшения числа элементов выходных широкополосных согласующе-фильтрующих цепей, а также не рассматривались вопросы микроминиатюризации таких цепей.

2. Анализ задания
В данной работе требуется решить задачу синтеза широкополосной согласующе-фильтрующей цепи, обеспечивающей работу транзистора в режиме класса F. Решение должно быть получено в полосе частот не хуже 40-50% и с КстU не более 1,3. Исследовать возможность получения решения в различных элементных базисах: в сосредоточенном, в распределенном (сосредоточенно-распределенном) электрическом, в распределенном (сосредоточенно-распределенном) геометрическом элементных базисах. Выбрать транзистор с учетом того что на него есть необходимая информация по импедансам для режима класса F. При моделировании согласующе-фильтрующих цепей можно использовать САПР MICROWAVE OFFICE, так как в нем есть весь необходимый инструментарий, а именно библиотека элементов и анализирующие и оптимизирующие процедуры.

3. Необходимая теоретическая информация для проектирования выходных широкополосных согласующе-фильтрующих цепей усилителей класса F
3.1. Усилители класса F
Усилителями класса F называют устройства, работающее в ключевом режиме, обеспечивающие высокий КПД, общим для которых является использование многорезонаторных выходных фильтров. Эти фильтры контролируют содержание гармоник в коллекторном напряжении и/или токе для формирования форм сигналов, уменьшающих рассеяние мощности на активном приборе, то есть, увеличивающих коллекторный КПД. [2]
За счет использования многорезонаторных выходных фильтров в данных высокочастотных усилителях мощности обеспечивают в момент протекания тока напряжение на транзисторе близкое к нулю. Поэтому в усилителях класса F теоретически достижим КПД близкий к 100%.
Для выполнения поставленного условия напряжение на стоке транзистора необходимо максимально приблизить к прямоугольной форме. В простейшем случае достаточно к синусоидальному напряжению полезного сигнала добавить третью гармонику, как это показано на рисунке 3.1.

Рисунок 3.1- Суммирование нечетных гармоник напряжения на стоке полевого транзистора
Выходной фильтр в усилителе класса F резонирует на рабочей частоте и на одной из ее гармоник, обычно второй или третьей.
Базовая схема класса F, использующего третью гармонику, пока¬зана на рисунке 3. 2. Эта схема подобна таковой для однотакт¬ного усилителя классов В или С за исключением дополнительного парал¬лельного контура (резонатора) на частоту третьей гармоники L3C3. [2]

Рисунок 3.2 - Усилитель мощности класса F с добавлением третей гармоники
Параллельный контур LC, настроенный на рабочую частоту, идеален, т.е. его импеданс бесконечен на основной частоте и нулевой на гармониках. Параллельный контур L3C3, настроенный на третью гармонику, также идеален. Следовательно, импеданс, на который нагружен транзистор, равен R на основной частоте, бесконечен на третьей гармонике и равен нулю на остальных. Заметим, что форма коллекторного тока, равная половине синусоиды, характерная для работы однотактного класса В, состоит только из постоянной составляющей, основной частоты и четных гармоник. Поэтому бесконечный импеданс на третьей гармонике не создает никаких препятствий для протекания тока.
Если в выходную цепь включить бесконечное число последовательно соединенных параллельных колебательных контуров, настроенных на нечетные гармоники рабочей частоты, то теоретически возможно получение 100 % КПД. Практическая реализация этой схемы представлена на рисунке 3.3 [2], где параллельные колебательные контуры, настроенные на нечетные гармоники рабочей частоты, заменены четвертьволновой передающей линией.

Рисунок 3.3 - Усилитель мощности класса F с четвертьволновой линией
На основной частоте f нагрузочный импеданс передающей линии равен R. Следовательно, входной импеданс передающей линии, нагруженной на сопротивление R определяется так R_in=〖Z_0〗^2/R.
Для четных гармоник входное сопротивление отрезка передающей линии равен нулю (короткое замыкание) благодаря действию параллельного колебательного контура. Для любой нечетной гармоники электрическая длина передающей линии равна нечетному числу λ/4, так что входной импеданс линии бесконечен (холостой ход). Для любой четной гармоники электрическая длина предающей линии равна целому числу λ/2; таким образом, входной импеданс линии равен нулю (короткое замыкание). Это рассмотрение показывает, что:
• коллекторное напряжение v состоит только из постоянной составляющей, основной и нечетных гармоник. В результате, поскольку постоянный компонент v - это V_DD и v=0 в течение состояния ВКЛ (π < θ < 2π), коллекторное напряжение должно быть v=2 V_DD в течение состояния ВЫКЛ (0 < θ < π);
• коллекторный ток i состоит только из постоянной составляющей, основной и четных гармоник. В итоге, поскольку i=0 в течение состояния ВЫКЛ (0 < θ < π), коллекторный ток должен быть половиной синусоиды в состоянии ВКЛ (π < θ < 2π).
Временные диаграммы напряжения и тока на стоке транзистора в усилителе класса F приведены на рисунке 3.4.

Рисунок 3.4 - Временные диаграммы тока и напряжения на стоке полевого транзистора
Как видно из этих графиков, напряжение и ток практически не пересекаются. В результате при максимальном значении мощности выходного сигнала, когда напряжение на стоке транзистора почти равно нулю, мощность практически не рассеивается и полностью преобразуется в полезный сигнал.
3.2. Проектирование широкополосных согласующе-фильтрующих цепей для простых нагрузок
Рассмотрим классический синтез согласующих устройств, при котором необходимо рассчитать реактивный четырехполюсник ШСУ (см.: рисунок 3.5), обеспечивающий передачу максимальной активной мощности от заданного источника E с активным внутренним сопротивлением ρ в комплексную нагрузку Z_н (jω). При идеальном согласовании, когда входное сопротивление Z_вх (jω) равно внутреннему сопротивлению ρ, источник отдает максимально возможную мощность. При этом P_max=|E|^2/4ρ. Задача цепи ШСУ — обеспечить близкое к идеальному согласование в полосе частот. [10]

Рисунок 3.5 - Усилительный каскад
Если вещественную часть сопротивления или проводимости нагрузки можно считать постоянной в диапазоне частот, то в качестве эквивалентов используются последовательные или параллельные контуры (см.: рисунок 3.6). В литературе[10,11] их принято называть эквивалентами первого типа. К ним также относятся схемы, содержащие один реактивный элемент.

Рисунок 3.6 - Эквиваленты первого типа и их зависимости входного импеданса от частоты
Для расчета реактивных элементов нагрузок первого типа (см.: рисунок 3.6,а) воспользуемся условием совпадения реактивных сопротивлений эквивалента и заданной нагрузки на двух частотах. Тогда:
L_н=(X_A2 ω_2-X_A1 ω_1)/(〖ω_2〗^2-〖ω_1〗^2 ); (3.2.1)
C_н=(〖ω_2〗^2-〖ω_1〗^2)/((X_A2 ω_1-X_A1 ω_2 ) ω_1 ω_2 ). (3.2.2)
Активное сопротивление эквивалента находится по:
R_н=(〖2R〗_(max ) R_(min ))/(R_(max )+R_(min ) ). (3.2.3)
Для нагрузки типа параллельного контура используются графики комплексной проводимости (см.: рисунок 3.6,б), и расчет проводится по дуальным соотношениям, т. е. при замене X_A на B_A, X_н на B_н, L_н на C_н и C_н на L_н.
При расчете широкополосной согласующе-фильтрующей цепи требуется рассчитать резонансную частоту эквивалента и его полосовую добротность.
Необходимо чтобы резонансная частота эквивалента ω_0 равнялась среднегеометрической частоте рабочей полосы частот ω_ср=√(ω_(1∙) ω_2 ). Если же такого равенства нет, то требуется подсоединить к нагрузке добавочную индуктивность L_доб или емкость C_доб, чтобы обеспечить ω_ср=ω_0[10]. Так, для нагрузки на рисунке 3.6,а при ω_0>ω_ср L_1=L_доб+L_н, C_1=C_н при ω_0<ω_ср C_1=〖C_н C〗_доб/(〖C_н+C〗_доб), L_1=L_н, где L_1 C_1 — элементы «настроенного» эквивалента, причем C_1 L_1=1/〖ω_ср〗^2. Для нагрузки на рисунке 3.6,б действительны дуальные соотношения. В дальнейших расчетах в качестве параметров нагрузки необходимо использовать элементы «настроенного» таким образом эквивалента.
Полосовая добротность для эквивалента, изображенного на рисунке 3.6,а:
Q=(〖(ω〗_2 〖-ω〗_1)L_1)/R_н ; (3.2.4)
на рисунке 3.6,б:
Q=〖(ω〗_2 〖-ω〗_1)C_1 R_н.
В соответствии с эквивалентом необходимо выбрать схему (см.: рисунок 3.7, рисунок 3.8). Элементы схемы на рисунке 3.7 вычисляются по формулам:
C_2=g_2/(R_н (ω_2-ω_1)),〖 L〗_3=(R_н∙g_3)/((ω_2-ω_1)),〖 C〗_4=g_4/(R_н (ω_2-ω_1)); (3.2.5)
на рисунке 3.8:
L_2=(R_н g_2)/((ω_2-ω_1)),〖 C〗_3=g_3/(R_н (ω_2-ω_1)),〖 L〗_4=(R_н g_4)/((ω_2-ω_1)).
Для обеих схем C_1 L_1=C_2 L_2=C_2 L_2=C_2 L_2=1/〖ω_ср〗^2.
Величины g_1,g_2,g_3,g_4, указанные в скобках, обозначают нормированные к R_н и ω_c=ω_2-ω_1 параметры элементов эквивалента и ШСУ; r—нормированное значение внутреннего сопротивления или проводимости генератора. Значения g_1,g_2,g_3,g_4 могут быть взяты из [10,11]

Рисунок 3.7 - Схема ШСУ с эквивалентом в виде последовательного колебательного контура

Рисунок 3.8 - Схема ШСУ с эквивалентом в виде параллельного колебательного контура
В схеме ШСУ используется идеальный трансформатор, обеспечивающий расчетное соотношение оконечных активных сопротивлений. Коэффициент трансформации для схемы на рисунке 3.7 определяется по:
n_тр=√((r∙R_н)/ρ), (3.2.6)
на рисунке 3.8:
n_тр=√(R_н/(r∙ρ)),
где при N нечетном r=(1+|s|_min)/(1-|s|_min );
при N четном r=(1+|s|_max)/(1-|s|_max ).
|s|_max и |s|_min определяется из [10,11] в соответствии с полосовой добротностью эквивалента, и числом элементов цепи N.
В цепях полосовой структуры идеальный трансформатор можно объединить с реальными индуктивностями или емкостями (см.: рисунок 3.9) и получить эквивалентные параметры согласно формулам (3.2.7) и (3.2.8).

Рисунок 3.9 - Исключение идеального трансформатора
〖 L〗_I=L_1-(n_тр-1) L_2, L_II=n_тр L_2, L_III=n_тр (n_тр-1) L_2 (3.2.7)
〖 C〗_I=C_1-(n_тр-1) C_2, C_II=n_тр C_2, C_III=n_тр (n_тр-1) C_2 (3.2.8)
До этого предварительно надо пересчитать трансформатор в ту часть схемы, где расположены соответствующие элементы цепи, при этом соответственно умножить или разделить параметры элементов схемы на квадрат коэффициента трансформации.
При использовании формул (3.2.7) и (3.2.8) следует обратить внимание, что параметры всех элементов после преобразования неотрицательны при условии 〖1≤ n〗_тр≤1+〖 L〗_1⁄〖 L〗_2 или 〖1≤ n〗_тр≤1+〖 C〗_1⁄〖 C〗_2 . Если это условие не выполняется, надо пересчитать трансформатор в ту точку схемы, где это условие обеспечивается, и затем устранить идеальный трансформатор.
3.3. Условия для расширения рабочей полосы частот усилителя класса F
В современной электронике одним из главных направлений исследования является разработка и проектирование высокоэффективных усилителей мощности. Принципы построения таких усилителей, описанные в литературе [2,5,6], позволяют построить только узкополосный усилитель, из-за резонансного характера выходной цепи. Для расширения рабочей полосы частот усилителя нужно реализовать выходную цепь на основной частоте так, чтобы входной импеданс её соответствовал бы требуемым значениям для класса F в заданной полосе частот, а не на одной, как в упомянутой выше литературе.
Z_in=R, f=f_0, (3.3.1)
где R – активное входное сопротивление выходной цепи на основной частоте, которое зависит от параметров транзистора и напряжения питания[7].
Дополнительные проблемы, возникающие при разработке такого усилителя заключается в том, что на выходную цепь накладываются условия на входное сопротивление на гармониках, а не только на основной частоте[7]:
Z_in={█(0, f=〖2∙f〗_0@∞, f=〖3∙f〗_0 )┤ (3.3.2)

3.4. Методика перехода в распределенный (сосредоточенно-распределенный) электрический элементный базис
Данная методика подробно описана в [12]. Приведем ниже ее основные положения, которые нам понадобятся в расчете.
При переходе в распределенный электрический этом индуктивности, включенные продольно, заменяются отрезками длинных линий с высоким волновым сопротивлением с использованием формулы (1), а индуктивности, включенные одним концом на «землю», - закороченными на конце отрезками длинных линий с высоким волновым сопротивлением по формуле (2).
, (3.4.1)
где - сопротивление индуктивности на центральной частоте рабочей полосы пропускания;
- волновое сопротивление отрезка длинной линии;
- электрическая длина отрезка длинной линии.
. (3.4.2)
Емкости, включенные одним концом на «землю», заменяются разомкнутыми на конце отрезками длинных линий с низким волновым сопротивлением с использованием формулы (3). Емкостные элементы согласующей цепи, включенные продольно, остаются сосредоточенными.
, (3.4.3)
где - проводимость емкости 〖 C〗_i на центральной частоте рабочей полосы пропускания;
- волновая проводимость отрезка длинной линии.

4. Выбор транзистора для проектирования широкополосных согласующе-фильтрующих цепей усилителей класса F
Из анализа литературных источников [8-9] был определен транзистор 10 W CreeGaN HEMT, для которого есть вся информация для проектирования класса F. Транзистор обеспечивает выходную мощность 10 Вт, и для него есть информация по выходным импедансам для класса F на первой и второй гармониках (см.: рисунок 4.1 и рисунок 4.2).

Рисунок 4.1 - Выходной импеданс транзистора на первой гармонике

Рисунок 4.2 - Выходной импеданс транзистора на второй гармонике

5. Проектирование выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи транзисторного усилителя мощности класса F
Широкополосная согласующе-фильтрующая цепь может быть получена в полосовом и квазиполосовом исполнениях. Способов синтеза как полосовых цепей, так и квазиполосовых цепей всего два. Первый из них называется классическим, он основан на расчете параметров реактивного четырехполюсника, используемого для согласования, с помощью таблиц. Второй способ подразумевает применение ЭВМ. В нем параметры реактивного четырехполюсника определяются через оптимизацию его рабочих характеристик.
Проанализировав оба этих метода, получаем, что полосовую цепь на сосредоточенных элементах легче получить первым способом, так как для данного исполнения цепи он прост и подробно описан в [10-11]. Квазиполосовая цепь в свою очередь будет получена с помощью ЭВМ, так как номиналы элементов данной цепи легко найти через оптимизацию её рабочих характеристик, а методика синтеза и структуры таких цепей есть в [12].
Спроектируем цепи на сосредоточенных элементах, удовлетворяющие условию (3.3.1), в полосовом и квазиполосовом исполнениях. Далее переведем их в распределенный (сосредоточенно-распределенный) электрический элементный базис, одновременно выполнив условие (3.3.2). В результате выберем ту цепь, которая обладает лучшими рабочими характеристиками, дает более простую реализацию в геометрическом базисе и, в которой будет наименьшее число элементов. Произведем для выбранного варианта цепи переход в распределенный (сосредоточенно-распределенный) геометрический элементный базис.
5.1. Определения выходного эквивалента транзистора
При классическом синтезе нагрузка должна быть задана в виде сосредоточенных элементов (эквивалента нагрузки). Анализируя зависимости реальной и мнимой части выходного импеданса транзистора выбираем эквивалент в виде последовательного контура(см.: рисунок 3.6,а), так как вещественную часть можно считать постоянной в диапазоне частот, а мнимая составляющая может быть аппроксимирована последовательной реактивной цепью с наименьшей ошибкой.
Определим параметры эквивалента по (3.2.1), (3.2.2) и (3.2.3):
L_эт=(X_A2 ω_2-X_A1 ω_1)/(〖ω_2〗^2-〖ω_1〗^2 )=(-11∙2π∙2.45∙〖10〗^9-(-20.27∙2π∙1.45∙〖10〗^9))/(〖(2π∙2.45∙〖10〗^9)〗^2-〖(2π∙1.45∙〖10〗^9)〗^2 )=0.1нГн;
C_эт=(〖ω_2〗^2-〖ω_1〗^2)/((X_A2 ω_1-X_A1 ω_2 ) ω_1 ω_2 )==((2π∙2.45∙〖10〗^9 )^2-(2π∙1.45∙〖10〗^9 )^2)/(-11∙2π∙1.45∙〖10〗^9-(-20.27∙2π∙2.45∙〖10〗^9 ))(4π^2∙2.45∙〖10〗^9∙1.45∙〖10〗^9 ) =5.18 пФ;
R_(эт )=(〖2R〗_(max ) R_(min ))/(R_(max )+R_(min ) )=(2∙23.56∙15.17)/(23.56+15.17)=18.47 Ом.
Определим ошибку аппроксимации с помощью рисунка 5.1, где сплошной кривой показан выходной импеданс транзистора на первой гармонике, а штрихпунктирной выходной импеданс его эквивалента.

Рисунок 5.1- Определение ошибки аппроксимации
Относительные ошибки аппроксимации для реальной и мнимой частей выходного импеданса равны:
ε_R=|(R_(max )-R_(эт ))/R_(max ) |=|(R_(эт )-R_(min ))/R_(min ) |=0.217;
ε_X=|(X_(эт )-X_(min ))/X_(min ) |=0.218.
Можно найти более точный эквивалент, но он будет значительно сложнее и для таких эквивалентов практически отсутствуют методики синтеза. Так как решение строится в широкой полосе частот и разброс параметров реальных транзисторов может достигать достаточно больших значений (до 50%), поэтому полученная ошибка аппроксимации вполне удовлетворительна на данном этапе проектирования и выбранный эквивалент транзистора можно использовать для дальнейшего синтеза.

5.2. Расчет полосовой согласующей цепи
5.2.1. Расчёт схемы широкополосной согласующе-фильтрующей цепи и определение её входных импедансов
5.2.1.1. Определение полосовой добротности нагрузки и числа элементов согласующей цепи
Определим резонансную частоту цепи нагрузки:
f_0=1/(2π√(C_эт∙L_эт ))=1/(2π√(5.18∙〖10〗^(-12)∙9.964∙〖10〗^(-11) ))=7 ГГц.
Среднегеометрическая частота:
f_ср=√(f_(1∙) f_2 )=√(2.45∙〖10〗^9∙1.45∙〖10〗^(9 ) )=1.89 ГГц.
Так как f_0>f_ср, то добавляем последовательную индуктивность.
Общая индуктивность:
L_1=1/(〖ω_ср〗^2∙C_эт )=1/(〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2∙5.183∙〖10〗^(-12) )=1.376 нГн;
L_доб=L_1-L_эт=1.376∙〖10〗^(-9)-0.1∙〖10〗^(-9)=1.28 нГн.

Определяем полосовую добротность эквивалента транзистора по (3.2.4):
Q=(∆ω(L_1))/R_эт =(2π〖∙10〗^9∙1.376〖∙10〗^(-9))/18.47=0.47.
Выбираем число элементов N=4, и по [10,11] для Q= 0.47 определяем g_2,g_3,g_4 и s_max:
s_max=0.012;
g_2=0.912;
g_3=0.903;
g_4=0.392.
5.2.1.2. Определение номиналов элементов цепи
Вычисляем параметры элементов и коэффициент трансформации идеального трансформатора, используя (3.2.5) и (3.2.6).
C_2=g_2/(R_эт (ω_2-ω_1))=0.912/(18.47(2π∙2.45∙〖10〗^9-2π∙1.45∙〖10〗^9))=7.86пФ;
L_2=1/(C_2 〖ω_ср〗^2 )=1/(7.86∙〖10〗^(-12) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=0.91нГн;
L_3=(R_эт∙g_3)/((ω_2-ω_1))=(18.47∙0.903)/((2π∙2.45∙〖10〗^9-2π∙1.45∙〖10〗^9))=2.65нГн;
C_3=1/(L_3 〖ω_ср〗^2 )=1/(2.65∙〖10〗^(-9) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=2.69пФ;
C_4=g_4/(R_эт (ω_2-ω_1))=0.392/(18.47(2π∙2.45∙〖10〗^9-2π∙1.45∙〖10〗^9))=3.38пФ;
L_4=1/(C_4 〖ω_ср〗^2 )=1/(3.38∙〖10〗^(-12) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=2.11нГн;
r=(1+s_max)/(1-s_max )=(1+0.012)/(1-0.012)=1.024;
n_тр=√(ρ/(R_эт∙r))=√(50/(18.47∙1.024))=1.63.
Полученная схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на данном этапе расчета изображена на рисунке 5.2,а.
5.2.1.3. Исключение идеального трансформатора
Перенесем идеальный трансформатор в сечение схемы между элементами C_4 и L_4 и определим новое значение〖 C〗_4:
C_4/〖n_тр〗^2 =3.38/〖1.63〗^2 =1.28∙〖10〗^(-12) пФ.
В результате получили схему изображенную на рисунке 5.2,б
Заменим идеальный трансформатор эквивалентом на сосредоточенных элементах, используя (3.2.7):
L_I=L_3-(n_тр-1) L_4=2.65∙〖10〗^(-9)-(1.63-1)2.23∙〖10〗^(-9)=1.33 нГ;
L_II=n_тр L_4=1.63∙2.11∙〖10〗^(-9)=3.43 нГн;
L_III=n_тр (n_тр-1) L_4=1.63(1.63-1)2.11∙〖10〗^(-9)=2.15 нГн.
Заменим Г-образное звено вместе с идеальным трансформатором на П-образное и получим схему широкополосной согласующе-фильтрующей цепи, которая показана на рисунке 5.2,в.

Рисунок 5.2 - Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи с эквивалентом транзистора
Зависимость КстU от частоты по входу для данной схемы представлена на рисунке 5.3.

Рисунок 5.3 - КстU выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
5.2.1.4. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи без эквивалента транзистора представлена на рисунке 5.4. Найдем её входные имедансы на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 5.4 - Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
Результаты расчета входного имеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 5.5,а,б,в, соответственно.
Для того чтобы компенсировать емкость выхода транзистора на 2-й гармонике и выполнить (10) требуется увеличить реактивную составляющую на 2-й гармонике до 68 Ом, а активную составляющую уменьшить до 0 Ом.
На 3-й гармонике необходимо сделать разрыв, его реализуем с помощью последовательно включенного параллельного контура на L_доп и〖 C〗_2.

Рисунок 5.5 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
5.2.2. Выполнение требований по 2-й и 3-й гармоникам
Реализуем итерационный процесс в результате которого получим широкополосную согласующе-фильтрующую цепь с требуемыми рабочими характеристиками и необходимыми импедансами по гармоникам в распределенном (сосредоточенно-распределенном) электрическом элементном базисе.
5.2.2.1. Определение полосовой добротности эквивалента транзистора с учетом добавочной индуктивности
Для выполнения условия по 2-й гармонике, с учетом окончательной реализации цепи, увеличим индуктивность в 2 раза:
L_доб=〖2L〗_доб=2∙1.276∙〖10〗^(-9)=2.55нГн;
L_1=L_доп+L_эт=2.55∙〖10〗^(-9)+0.1∙〖10〗^(-9)=2.65 нГн.
Так как была увеличена добавочная индуктивность, то необходимо добавить дополнительную емкость для обеспечения заданной резонансной частоты работы эквивалента транзистора.
C_1=1/(L_1 〖ω_ср〗^2 )=1/(2.65∙〖10〗^(-9) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=2.69 пФ;
C_доб=1/(1/C_1 -1/C_эт )=1/(1/(2.69∙〖10〗^(-12) )-1/(5.18∙〖10〗^(-12) ))=5.59 пФ.
Определяем полосовую добротность эквивалента транзистора:
Q=(∆ω(L_1))/R_эт =(2π〖∙10〗^9∙2.65〖∙10〗^(-9))/18.47=0.9.
Выбираем число элементов N=4, и по [10,11] для Q= 0.47 определяем g_2,g_3,g_4 и s_max:
s_max=0.068;
g_2=1.156;
g_3=1.350;
g_4=0.519.
5.2.2.2. Определение номиналов элементов цепи
Вычисляем параметры элементов и коэффициент трансформации идеального трансформатора:
C_2=g_2/(R_эт (ω_2-ω_1))=1.156/(18.47(2π∙2.45∙〖10〗^9-2π∙1.45∙〖10〗^9))=9.96пФ;
L_2=1/(C_2 〖ω_ср〗^2 )=1/(9.96∙〖10〗^(-12) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=0.72нГн;
L_3=(R_эт∙g_3)/((ω_2-ω_1))=(18.47∙1.350)/((2π∙2.45∙〖10〗^9-2π∙1.45∙〖10〗^9))=3.97нГн;
C_3=1/(L_3 〖ω_ср〗^2 )=1/(3.97∙〖10〗^(-9) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=1.8пФ;
C_4=g_4/(R_эт (ω_2-ω_1))=0.519/(18.47(2π∙2.45∙〖10〗^9-2π∙1.45∙〖10〗^9))=4.47пФ;
L_4=1/(C_4 〖ω_ср〗^2 )=1/(4.47∙〖10〗^(-12) 〖(1.184∙〖10〗^10)〗^2 )=1.59нГн;
r=(1+s_max)/(1-s_max )=(1+0.068)/(1-0.068)=1.15;
n_тр=√(ρ/(R_эт∙r))=√(50/(18.47∙1.15))=1.54.
Полученная схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на данном этапе расчета изображена на рисунке 5.6,а.

Рисунок 5.6 - Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи с эквивалентом транзистора
5.2.2.3. Исключение идеального трансформатора
Перенесем идеальный трансформатор в сечение схемы между элементами C_4 и L_4 и определим новое значение〖 C〗_4:
C_4/〖n_тр〗^2 =4.47/〖1.54〗^2 =1.89 пФ,
В результате получим схему, показанную на рисунке 5.6,б.
Заменим идеальный трансформатор эквивалентом на сосредоточенных элементах
L_I=L_3-(n_тр-1) L_4=3.97 ∙〖10〗^(-9)-(1.54-1)1.59∙〖10〗^(-9)=3.11нГ;
L_II=n_тр L_4=1.54∙1.59∙〖10〗^(-9)=2.45 нГн;
L_III=n_тр (n_тр-1) L_4=1.54(1.54-1)1.59∙〖10〗^(-9)=1.32 нГн.

Заменим Г-образное звено вместе с идеальным трансформатором на П-образное и получим окончательную схему широкополосной согласующе-фильтрующей цепи, которая изображена на Рисунок 5.6,в. Зависимость КстU от частоты по входу для данной схемы показана на рисунке 5.7.

Рисунок 5.7. КстU выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
5.2.2.4. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи с увеличенной добавочной индуктивностью.
Найдем входные имедансы широкополосной согласующе-фильтрующей цепи (см.: рисунок 5.8) на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 5.8. Широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
Результаты расчета входного имеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 5.9,а,б,в, соответственно.

Рисунок 5.9 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
5.2.2.5. Создание выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи в распределенном (сосредоточенно-распределенном) электрическом элементном базисе
Перейдем в распределенный (сосредоточенно-распределенный) электрический элементный базис для этого определим волновые сопротивления и электрические длины отрезков линий передачи.
При замене сосредоточенных элементов L_I, L_II, L_III, L_2 на распределенные, волновые сопротивления отрезков линий были выбраны 60 Ом, так как усилитель должен работать при достаточно большой мощности, а для этого необходимы отрезки линий с большей шириной.
Индуктивности, включенные продольно, заменим отрезками длинных линий с использованием формулы (3.4.1):
θ_LI=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(ω_0 L_I/z_(L_I ) 〗)=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (3.11 ∙〖10〗^(-9))/60)〗=39.46°;
θ_LIII=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(ω_0 L_III/z_(L_III ) 〗)=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (1.32 ∙〖10〗^(-9))/60)〗==15.59°.
Индуктивности, включенные одним концом на «землю», заменим закороченными на конце отрезками длинных линий с использованием формулы (3.4.2):
θ_L2=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(ω_0 L_2/z_(L_2 ) )〗=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (0.72∙〖10〗^(-9))/60)〗=8.65°;

θ_LII=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(ω_0 L_II/z_(L_II ) )〗=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (2.45∙〖10〗^(-9))/60)〗=26.58°.
Емкость, включенную одним концом на «землю», заменим разомкнутым на конце отрезком длинной линий с использованием формулы (3.4.3):
θ_(C_4 )=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(ω_0 (C_4/n_тр )/(1/z_(L_(C_4 ) ) )〗)=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (1.89∙〖10〗^(-12))/(1/60))〗=54.3°;
Для получения разрыва по 3-й гармонике нам нужно, чтобы длина отрезков линии TL(L_доп) и〖 TL(C〗_2) была 90°, поэтому на первой гармонике выбираем длину линии 30°. С учетом этого по формулам (3.4.1) и (3.4.3) находим волновые сопротивления для этих отрезков линии:
z_(L_доп )=ω_0 L_доп/sin⁡〖(θ_(L_доп )∙π/180)〗 =2π∙1.95∙〖10〗^9 (2.55∙〖10〗^(-9))/sin⁡(30∙π/180) =62.54 Ом;
z_(C_2 )=tan⁡〖(θ_(C_2 )∙π/180)〗/(ω_0∙C_2 )=tan⁡〖(30∙π/180)〗/(2π∙1.95∙〖10〗^9∙9.96∙〖10〗^(-12) )=4.73 Ом.
В качестве параллельно включенной индуктивности используем элемент TLSC, последовательной индуктивности - отрезок линии TLIN, а параллельной емкости TLOC. Последовательные емкости оставим сосредоточенными.
В результате перехода в сосредоточенно-распределенный электрический элементный базис, получим цепь, изображенную на рисунке 5.10, а её зависимость КстU от частоты приведена на рисунке 5.11.

Рисунок 5.10 - Выходная широкополосная согласующе-фильтрующая цепь в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе

Рисунок 5.11 - КстU выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
Из рисунка 5.11 видно, что КстU более 1.3, следовательно, цепь требуется подоптимизировать. Для этого воспользуемся средствами оптимизации MICROWAVE OFFICE. Выбираем метод Pointer – GradientOptimization. В качестве переменных параметров были выбраны оставшиеся сосредоточенные элементы, а также электрические длины всех отрезков линий, кроме отрезков линий TL(L_(доп)) и〖 TL(C〗_2), у них переменными параметрами будут волновые сопротивления. Схема усилителя мощности в сосредоточенно-распределенномэлектрическом элементном базисе после подоптимизации приведена на рисунке 5.12, а ее рабочие характеристики показаны на рисунке 5.13.

Рисунок 5.12 - Выходная широкополосная согласующе-фильтрующая цепь в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе после подоптимизации

Рисунок 5.13 - КстU выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи после подоптимизации
5.2.2.6. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи, реализованной в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе
Найдем входные имедансы широкополосной согласующе-фильтрующей цепи (см.: рисунок 5.14) на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 5.14 - Выходная широкополосная согласующе-фильтрующая цепь в распределенном (сосредоточенно-распределенном) электрическом элементном базисе
Результаты расчета входного имеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 5.15,а,б,в, соответственно.
В результате синтеза получена широкополосная согласующе-фильтрующая цепь, состоящая из 9-и элементов. КстU цепи в рабочей полосе частот не превышает значения 1.3. Условие (3.3.2) полностью выполнено: по третей гармонике получили разрыв, на второй гармонике компенсирована емкость выхода транзистора. Часть элементов получилось навесных и волновое сопротивление отрезка линии 〖 TL(C〗_2) слишком мало, поэтому данная схема неудобна для дальнейшей реализации и далее будет произведен расчет квазиполосовой согласующей цепи.

Рисунок 5.15 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
5.3. Расчет квазиполосовой согласующей цепи
5.3.1. Определение структуры согласующей цепи и значений её элементов
Используя полученный эквивалент выхода транзистора и [12] определим структуру согласующей цепи так, чтобы эквивалентная схема выхода транзистора вписывались в выбранную структуру с учетом направления трансформации активного сопротивления к заданному сопротивлению генератора или нагрузки. Это позволит использовать реактивный элемент эквивалента для формировании оптимальной рабочей характеристики коэффициента стоячей волны напряжения КстU согласующей цепи. Выбранна структура согласующих цепей показана на рисунке 5.16.
Определим значение элементов широкополосной согласующей цепи по выходу транзистора. Значения элементов выбранной структуры определяются в процессе оптимизации выходной согласующей цепи, обеспечивающей требуемый уровень КстU в заданной полосе частот.

Рисунок 5.16 - Структура согласующих цепей
Проведем оптимизацию выходной согласующей цепи, в качестве переменных параметров были выбраны номиналы элементов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи. Получили цепи изображенную на рисунке 5.17, а на рисунке 5.18 представлена её зависимость КстU от частоты.

Рисунок 5.17 - Выходная согласующая цепь с эквивалентом транзистора

Рисунок 5.18 - КстU выходной согласующей цепи
Для улучшения решения к выходу транзистора необходимо дополнительно подключить индуктивность и подопримизировать широкополосную согласующе-фильтрующую цепь.
Результат подоптимизации выходной согласующе-фильтрующей цепи с дополнительной индуктивностью приведен на рисунке 5.19, а ее рабочая характеристика на рисунке 5.20.

Рисунок 5.19 - Выходная согласующая цепь с эквивалентом транзистора

Рисунок 5.20 - Частотная характеристика КстU выходной согласующей цепи
5.3.2. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
Найдем входные имедансы широкополосной согласующе-фильтрующей цепи (см.: рисунок 5.21) на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 5.21. Выходная согласующая цепь
Результаты расчета входного импеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 5.22,а,б,в, соответственно.

Рисунок 5.22 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
Для того чтобы компенсировать емкость выхода транзистора на 2-й гармонике и выполнить (3.3.2) требуется увеличить реактивную составляющую на 2-й гармонике до 68 Ом, а активную составляющую уменьшить до 0 Ом.
На 3-й гармонике необходимо сделать разрыв, его реализуем с помощью последовательно включенного параллельного контура на L_допи C_1.
5.3.3. Выполнение требований по 2-й и 3-й гармоникам
Обеспечим выполнение условия (2) с помощью элементов L_доп и C_1. Для этого переведем эти элементы в распределенный электрический элементный базис с помощью (3.4.1) и (3.4.3).
z_(L_доп )=ω_0 L_доп/sin⁡〖(θ_(L_доп )∙π/180)〗 =2π∙1.95∙〖10〗^9 (2.55∙〖10〗^(-9))/sin⁡(30∙π/180) =62.54 Ом;
z_(C_2 )=tan⁡〖(θ_(C_2 )∙π/180)〗/(ω_0∙C_2 )=tan⁡〖(30∙π/180)〗/(2π∙1.95∙〖10〗^9∙9.96∙〖10〗^(-12) )=4.73 Ом.
В результате получим цепь, которая изображена на рисунке 5.23, её зависимость КстU от частоты показана на рисунке 5.24

Рисунок 5.23 - Выходная согласующая цепь с эквивалентом транзистора

Рисунок 5.24 - Частотная характеристика КстU выходной согласующей цепи
Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи без эквивалента транзистора представлена на рисунке 5.25. Найдем её входные имедансы на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 5.25 - Выходная согласующая цепь
Результаты расчета входного импеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 5.26,а,б,в, соответственно.

Рисунок 5.26 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
Условие (3.3.2) полностью выполнено: по третей гармонике получили разрыв, на второй гармонике компенсирована емкость выхода транзистора.
5.3.4. Создание выходной согласующей цепи в распределенном электрическом элементном базисе
C использованием формул (3.4.1)-( 3.4.3), перейдем в распределенный электрический элементный базис для этого определим волновые сопротивления и электрические длины отрезков линий передачи.
С целью увеличения волнового сопротивления, для того чтобы получить реализацию на подложке, емкость делим пополам и каждую часть организуем параллельно включенным разомкнутым отрезком.
θ_L1=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(ω_0 L_1/z_(L_1 ) 〗)=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (3.11 ∙〖10〗^(-9))/60)〗=39.46°

θ_L2=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(ω_0 L_I2/z_(L_2 ) 〗)=〖180/π sin^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (1.32 ∙〖10〗^(-9))/60)〗=15.59°
θ_(C_1 )=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(ω_0 C_1/(1/z_(L_(C_1 ) ) )〗)=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (1.89∙〖10〗^(-12))/(1/60))〗=54.3°
θ_(C_2 )=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(ω_0 C_2/(1/z_(L_(C_2 ) ) )〗)=〖180/π tan^(-1)〗⁡〖(2π∙1.95∙〖10〗^9 (1.89∙〖10〗^(-12))/(1/60))〗=54.3°
В результате перехода в распределенный электрический элементный базис, получим цепь, изображенную на рисунке 5.27, её зависимость КстU от частоты показана на рисунке 5.28.

Рисунок 5.27 - Выходная согласующая цепь с эквивалентом транзистора

Рисунок 5.28 - Частотная характеристика КстU выходной согласующей цепи
Из рисунка 5.28 видно, что цепь требуется подоптимизировать, для этого воспользуемся средствами оптимизации MICROWAVE OFFICE. Выбираем метод Pointer – GradientOptimization. В качестве переменных параметров были выбраны электрические длины всех отрезков линий, кроме отрезков линий TL(L_(доп)) и〖 TL(C〗_1), у них переменными параметрами будут волновые сопротивления. Схема усилителя мощности в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе после подоптимизации приведена на рисунке 5.29, а ее рабочие характеристики на рисунке 5.30.

Рисунок 5.29 - Выходная согласующая цепь с эквивалентом транзистора

Рисунок 5.30 - Частотная характеристика КстU выходной согласующей цепи
5.3.5. Определение входных импедансов широкополосной согласующе-фильтрующей цепи, реализованной в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе
Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи без эквивалента транзистора представлена на рисунке 5.31. Найдем её входные имедансы на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 5.31 - Выходная согласующая цепь
Результаты расчета входного имеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 5.32.а,б,в, соответственно.

Рисунок 5.32 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
В результате синтеза получено широкополосное согласующее устройство, состоящее из 9-и элементов. КстU устройства в рабочей полосе частот не превышает значения 1.3. Условие (3.3.2) выполнено: по третей гармонике получили разрыв, на второй гармонике компенсирована емкость выхода транзистора.
5.3.6. Создание схемы широкополосного согласующего устройства в геометрическом распределенном элементном базисе
Перейдем в сосредоточенно-геометрический распределенный элементный базис. Материалом для подложки была выбрана алюминооксидная керамика (поликор) с εr = 9.6 и tg(δ)=10-4, так как она характеризуется высокой механической прочностью, стабильностью параметров в широком интервале температуры. В качестве материала проводника возьмём медь, так как она обладает хорошей проводимостью и невысокой стоимостью (в отличие от серебра). Определим геометрические параметры распределенных элементов проектируемого усилителя с использованием программы TXLine (см.: рисунок 5.33).

Рисунок 5.33 - Расчет геометрических размеров МПЛ
6. Экспериментальный раздел
6.1. Моделирование выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи транзисторного усилителя мощности класса F
На рисунке 6.1 приведена структурная схема широкополосного усилителя мощности в сосредоточенно-геометрическом распределенном элементном базисе, полученная из схемы, изображенной на рисунке 5.33 с помощью элементов MLIN, MLEF и соединением MCROSS, учитывающим неоднородности микрополоскового тракта.

Рисунок 6.1 - Структурная схема выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи с эквивалентом транзистора

Рисунок 6.2 - Частотная характеристика КстU выходной согласующей цепи
Для улучшения частотной характеристики КстU (см.: рисунок 6.2) выходной согласующей цепи подоптимизируем схему методом Pointer – GradientOptimization. В качестве варьируемых параметров оптимизации были выбраны длины отрезков микрополосковых линий. В результате получили:

Рисунок 6.3 - Структурная схема выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи с эквивалентом транзистора после подоптимизации
На рисунке рисунке 6.4 показана частотная характеристика КстU получившейся цепи, из которой видно что КстU не больше 1.3 в рабочей полосе частот.

Рисунок 6.4 - Частотная характеристика КстU выходной согласующей цепи
Схема широкополосной согласующе-фильтрующей цепи без эквивалента транзистора представлена на рисунке 6.5. Найдем её входные имедансы на 1-й, 2-й, 3-й гармониках.

Рисунок 6.5. Структурная схема выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи
Результаты расчета входного имеданса цепи на 1-й, 2-й, 3-й гармониках представлены на рисунке 6.6,а,б,в, соответственно.

Рисунок 6.6 - Входной импеданс широкополосной согласующе-фильтрующей цепи на гармониках
На рисунке 6.7 показана топология выходной согласующей цепи. Используя [12], выберем размер подложки 24х15х0.5 мм.

Рисунок 6.7 - Топология выходной согласующей цепи

7. Организационно-экономический раздел
В экономическом разделе произведен расчет на разработку выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи усилителя класса F. Задача данного раздела заключается в определении экономической эффективности реализации данного проекта.
7.1. Определение затрат на проектирование устройства
Затраты на проектирование устройства складываются из расходов по оплате труда разработчика и расходов машинного времени при моделировании устройства[13]:
З = ЗЗП +ЗМВ +ЗОБЩ , (7.1.2)
где З – затраты на проектирование устройства;
ЗЗП – затраты на оплату труда разработчика устройства;
ЗМВ – затраты на оплату машинного времени;
ЗОБЩ – общие затраты.
7.2. Затраты на оплату труда разработчика устройства
Затраты на оплату труда разработчика устройства складываются из основной и дополнительной заработной платы и страхового взноса. [13]
Основную заработную плату можно определить как:
ЗПОСН = t·TЧАС , (7.2.1)
где ЗПОСН – основная заработная плата;
t – трудоёмкость разработки устройства;
TЧАС – средняя часовая оплата проектировщика.
Трудоемкость разработки устройства можно определить как:
t = t0 + t1 + t2 + t3, (7.2.2)
где t0 – затраты труда на анализ технического задания;
t1 – затраты труда на подготовку информации по теме;
t2 – затраты труда на расчет и моделирование;
t3 – затраты труда на разработку принципиальной схемы и конструкции устройства.
Значения для расчета основной заработной платы приведены в таблице 6.1.
Таблица 6.1.
Таблица 6.1 Основная заработная плата разработчика устройства.
t0,час t1,час t2,час t3,час t,час T, руб ЗПосн, руб
5 50 70 40 165 60 9 900
Дополнительная заработная плата находится из основной, путем её умножения на некоторый установленный процент (в данном случае 25%).
ЗПДОП = ЗПОСН · 0.25,
ЗПДОП = 9 900 · 0.25 = 2 475 руб.
ЗПОБЩ = ЗПОСН + ЗПДОП,
ЗПОБЩ = 9 900 + 2 475 = 12 375 руб.
Страховые взносы составляют 30% от общей заработной платы:
ЕСН = ЗПОБЩ · 0.30,
ЕСН =12 375 · 0.30 = 3 712.5 руб.
Итого затрат по данной статье:
ЗП = ЗПОБЩ + ЕСН,
ЗП = 12 375 + 3 712.5 = 16 087.5 руб.
7.3. Затраты на оплату машинного времени
Этот вид затрат определяем путем умножения фактического времени использования программных продуктов для расчета и моделирования устройства на цену машино–часа арендного времени:
ЗМВ = СЧАС · tЭВМ , (7.3.1)
где СЧАС – стоимость машино-часа арендного времени;
tЭВМ – фактическое время использования программных продуктов ЭВМ.
Использование ЭВМ необходимо для расчета, моделирования устройства, разработку принципиальной схемы и конструкции симметрирующего устройства в интегральном исполнении. Поэтому примем tЭВМ = 100 часам.
СЧАС = ЗЭВМ / ТГЭВМ ,
где ЗЭВМ – полные затраты на эксплуатацию ЭВМ в течении года;
ТГЭВМ – действительный годовой фонд времени ЭВМ, час/год.
Общее число дней в году – 356. Число праздничных и выходных дней – 117. Время простоя в профилактических работах определяется как еженедельная профилактика по 4 часа.
Итого годовой фонд рабочего времени ЭВМ составляет :
ТГЭВМ = 8·(365 – 117) – 52·4 = 1776 ч.
Полные затраты на эксплуатацию ЭВМ можно определить по формуле:
ЗЭВМ = ЗАМ + ЗЭЛ + ЗЗП + ЗВМ + ЗТР + ЗПР , (7.3.2)
где ЗАМ – годовые издержки на амортизацию, руб/год;
ЗЭЛ – годовые издержки на электроэнергию, потребляемую ЭВМ, руб/год;
ЗЗП – годовые издержки на заработную плату обслуживающего персонала, руб/год;
ЗВМ – годовые издержки на вспомогательные материалы, руб/год;
ЗТР – годовые издержки на текущий ремонт ЭВМ, руб/год;
ЗПР – годовые издержки на прочие накладные расходы, руб/год.
Сумма годовых амортизационных отчислений составляет:
ЗАМ = СБАЛ · НАМ , (7.3.3)
где СБАЛ – балансовая стоимость компьютера, руб/шт. ;
НАМ – норма амортизации, %.
Согласно со статьей 258 Налогового Кодекса РФ амортизируемое имущество распределяется по амортизационным группам в соответствии со сроками его полезного использования согласно постановлению от 1 января 2002 года №1 «О классификации основных средств» (с изменениями на 8 августа 2003 года). Электронно-вычислительная техника (код по ОКОФ 143020000), относится к третьей группе (имущество со сроком полезного использования свыше 3 лет до 5 лет включительно) примем срок эксплуатации 5 лет, тогда норма амортизационных отчислений составит НАМ = 20%.
Балансовая стоимость ЭВМ включает отпускную цену, расходы на транспортировку, монтаж оборудования и его наладку:

СБАЛ = СРЫН + ЗУСТ , (7.3.4)
где СРЫН – рыночная стоимость ЭВМ, руб/шт. ;
ЗУСТ – затраты на доставку и установку ПЭВМ, руб/шт.
Компьютер, на котором велись работы, был приобретен по цене :
СРЫН = 20000 руб.
Примем затраты на установку и наладку равными 5% от стоимости компьютера:
ЗУСТ = 0.05 · СРЫН ,
ЗУСТ = 0.05 · 20000 = 1 000 руб.
Необходимо также учитывать стоимость программного обеспечения. Его моральное старение происходит примерно за тот же период, что и у компьютера, поэтому норма амортизации программного обеспечения равна норме амортизации персонального компьютера и составляет НАМ = 20%. Стоимость программного обеспечения используемого для разработки программы составляет около 10000 рублей.
Стоимость электроэнергии, потребляемой за год можно рассчитать как:
ЗЭЛ = РЭВМ ·ТЭВМ · СЭЛ · η , (7.3.5)
где РЭВМ – суммарная мощность ЭВМ;
СЭЛ – стоимость 1кВтч электроэнергии;
η – коэффициент интенсивного использования ЭВМ.
Потребляемая компьютером мощность (системный блок и монитор) :РЭВМ = 0.4 кВт/ч.
Стоимость одного кВт/ч электроэнергии для предприятий: СЭЛ = 2 руб.
Интенсивность использования ЭВМ: η = 0.98 .
Издержки на заработную плату обслуживающего персонала складывается из основной, дополнительной заработной платы и отчислений на заработную плату:
(7.3.6)
Сумма основной заработной платы определяется исходя из общей численности работающих в штате:
, (7.3.7)
где З_ОКЛ^i – тарифная ставка i-го работника в месяц, руб.
В штат обслуживающего персонала должен входить инженер-электронщик. Его месячный оклад составляет 12000 рублей.
З_ЗП^ОСН = 12000/12 = 1000 руб.
Сумма дополнительной заработной платы составляет 12% от основной заработной платы:
З_ЗП^ДОП= 0.12 · 1000 = 120 руб.
Страховые взносы составляют 30% от суммы дополнительной и основной заработной платы:
З_ЗП^ОТЧ= 0.30 · (1000 + 120) = 336 руб.
Затраты на материалы, необходимые для нормальной работы ЭВМ составляют около 5% от стоимости ЭВМ:
ЗВМ = 0.05 · 20000 = 1 000 руб.
Затраты на текущий и профилактический ремонт ЭВМ принимаются равными 10% его стоимости:
ЗТР = 0.1 · 20000 = 2000 руб.
Прочие косвенные затраты, связанные с эксплуатацией ЭВМ, состоят из амортизационных отчислений на здания, стоимости услуг сторонних организаций и составляют 5% от стоимости ЭВМ[13]:
ЗПР = 0.05 · 20000 = 1000 руб.
Значения для расчета затрат на оплату машинного времени приведены в таблице 6.2.
Таблица 6.2
Основная заработная плата разработчика устройства
ЗАМ
руб ЗЗП
руб ЗЭЛ
руб ЗВМ
руб ЗТР
руб ЗПР
руб ЗЭВМ
руб ТГЭВМ час СЧАС руб/
час tЭВМ час ЗМВ руб
6300
1456 1392.38 1000 2000 1000 13148.38 1776 7.4 100 740

7.4. Расчет общих затрат
Общие затраты – это расходы на транспорт , освещение, отопление, коммунальные услуги и др. Они принимаются равными одной четверти основной заработной платы работника (инженера)[14]:
ЗОБЩ = ЗПОСН ·1/4,
ЗОБЩ = 9 900 · 1/4 = 2 475 руб.
Вывод
Затраты на разработку данной выходной широкополосной согласующе-фильтрующей цепи усилителя класса F:
З = ЗЗП +ЗМВ +ЗОБЩ
З = 16 087.5 + 740 + 2 475 = 19302.5 руб.
Затраты на разработку этого же устройства без применения ЭВМ значительно увеличиваются, что связано с применением десятикратного цикла обработки изделия.
Кроме того, использование разработанной согласующе-фильтрующей цепи для усилителя класса F, который обладает большим коэффициентом полезного действия, позволит снизить не только затраты на электроэнергию, которые составляют более половины всех эксплуатационных затрат, но также упростить систему охлаждения, улучшить массогабаритные параметры, обеспечить качественные показатели, существенно повысить надёжность, что особенно важно в современных условиях автоматизированных и необслуживаемых систем.
В свою очередь использование в технике широкополосных устройств позволяет вместо нескольких устройств, работающих в узкой полосе частот, использовать одно с широкой полосой, что позволяет уменьшить затраты на производство, монтаж, обслуживание и ремонт такой техники.
Устройство, реализованное в гибридно-интегральном исполнении, позволяет значительно повысить надежность, повысить процент выхода годных, а использование подложки с высоким ε позволяет уменьшить габариты устройства, тем самым экономя ресурсы.
Следовательно, экономическая выгода данного проекта очевидна.

8. ОХРАНА ТРУДА
В данном разделе рассматриваются вопросы, связанные с защитой от электромагнитных излучений, так как, разрабатываемое устройство (широкополосная согласующе-фильтрующая цепь усилителя класса F) предназначено для работы в СВЧ диапазоне.
Радиотехнические устройства стали неотъемлемой частью технологического оборудования для различных работ во многих отраслях народного хозяйства. От работы этого оборудования в большой степени зависит эксплуатационная надежность, а также целостность и сохранность механизмов и машин.
В связи с этой важной ролью радиотехнической аппаратуры ее заранее, в процессе изготовления подвергают тщательной настройке проверке, и испытаниям. Особенно много времени при этом требует аппаратура, которая работает в диапазоне СВЧ. Это обусловлено тем, что на сверхвысоких частотах линейные размеры элементов радиосхем соизмеримы с длинами волн; емкости, индуктивности и сопротивления становятся распределенными по длине, поверхности и объему этих элементов. Помимо этого, гораздо сильнее сказывается влияние паразитных связей между элементами. Понятия тока и напряжения при таких частотах теряют свой обычный смысл, так как ток и напряжение меняется от точки к точке вдоль линии передачи и измерить их затруднительно.
При настройке, отработке, ремонте, испытании и эксплуатации таких средств применяются генераторы СВЧ, что связано с опасностью облучения людей, находящихся возле аппаратуры.

8.1. Действие электромагнитного излучения и СВЧ на организм человека
Характер и сила воздействия электромагнитной энергии на организм человека сильно зависит от частоты и мощности излучения.
Биологические эффекты от воздействия электромагнитного излучения (ЭМИ) могут проявляться в различной форме: от не значительных функциональных сдвигов до нарушений, свидетельствующих о развитии явной патологии. Под действием высокочастотных электромагнитных полей ионы тканей приходят в движение, что сопровождается образованием ионных токов, поглощением энергии и выделением тепла. Избыточная теплота, выделяющаяся в организме человека, отводится путем увеличения нагрузки на механизм терморегуляции; начиная с определенного уровня, организм не справляется с отводом теплоты от отдельных органов и температура их может повышаться. Воздействие ЭМИ особенно вредно для тканей со слабо развитой сосудистой системой или недостаточным кровообращением (глаза, мозг, почки желудок желчный и мочевой пузырь). Облучение глаз может привести к помутнению хрусталика (катаракте), причем развитие катаракты является одним из немногих специфических поражений, вызываемых ЭМИ радиочастот в диапазоне 300МГц – 300ГГц. Помимо катаракты при воздействии ЭМИ возможны ожоги роговицы.
Для длительного действия ЭМИ различных диапазонов длин волн при умеренной интенсивности (выше ПДУ) характерным считают развитие функциональных расстройств в центральной нервной системе с резко выраженными сдвигами эндокринно-обменных процессов и состава крови. В связи с этим могут появляться головные боли, повышение или понижение давления, пульс становиться реже, нервно-психические расстройства, быстрое развитие утомления. Возможны трофические нарушения: выпадения волос, ломкость ногтей, снижение массы тела. Наблюдается изменение возбудимости обонятельного, зрительного и вестибулярного анализаторов[15].
8.2. Нормирование электромагнитных полей
Эффект воздействия электромагнитного поля на биологический объект принято оценивать количеством электромагнитной энергии, поглощаемой этим объектом, при нахождении его в поле:
, Вт (8.2.1)
где σ – плотность потока мощности излучения электромагнитного энергии [Вт/м2]; Sэфф – эффективная поглощающая поверхность тела человека [м2].
Нормирование ЭМИ радиочастотного диапазона проводится по ГОСТ 12.1.006 – 84 и санитарными правилам и нормам Сан ПиН2.2.4/2.1.8.055 – 96. В основу гигиенического нормирования положен принцип действующей дозы, учитывающий энергетическую нагрузку.
Интенсивность облучения в местах нахождения работающих с генераторами СВЧ недолжна превышать предельно допустимой величины:
При облучении в течение всего рабочего дня - 0,01мВт/см2;
При облучении не более 2 часов за рабочую смену – не более 0,1мВт/см2;
При облучении не более 15 – 20 минут за рабочий день – не более 1мВт/см2 при условии обязательного использования защитных очков.
Источники излучения СВЧ энергии необходимо размещать так, чтобы исключить возможность облучения рабочих мест или сократить число последних до минимума.

8.3. Помещения для работы с устройствами СВЧ
Работы по настройке, регулировке и испытанию радиотехнических установок должны производиться в отдельных, специально выделенных помещениях. Исключением являются работы на установках, встроенных в изделие. Эти работы из-за практической трудности, а под час невозможности использовать изделие могут выполняться в общих помещениях цехов, лабораторий и открытых площадках. Что касается специальных помещений для настройки, обработки и испытания аппаратуры, то они должны отвечать целому ряду специфических требований.
Прежде всего, такие помещения должны быть изолированы от других помещений данного здания, и иметь непосредственные выходы в коридор или наружу. Лучше всего, чтобы у них было как можно меньше смежных помещений, чтобы как можно меньшее число людей могло подвергаться облучению радиоволнами. Для этого подходят угловые помещения первого и последнего этажей здания.
Помещения для настройки отработки и испытания радиоаппаратуры должны быть оборудованы световыми устройствами, предупреждающими входящих людей, о том, что там ведутся работы с излучением радиоволн.
В диапазоне частот 300МГц – 300ГГц интенсивность ЭМИ характеризуется плотностью потока энергии (ППЭ): энергетическая нагрузка представляет собой произведение плотности потока энергии поля на время его воздействия .
Предельно допустимые значения ППЭ электромагнитного поля

(8.3.1)

где k – коэффициент ослабления биологической эффективности равный: 1 – для всех случаев воздействия, исключая облучение от вращающихся и сканирующих антенн, 10 – для случаев облучения от вращающихся и сканирующих антенн. - предельно допустимая энергетическая нагрузка, равная ; а Т – время пребывания в зоне облучения за рабочую, ч.
Во всех случаях максимальное значение не должно превышать 10 Вт/м2.
8.4. Расчет плотности потока мощности и безопасных расстояний от источника ВЧ
Произведем расчет плотности потока мощности, излучаемого удвоителем частоты на рабочих местах без учета экрана [16] по следующей формуле
Вт/м2, (8.4.1)
где Pизл – мощность, излучаемая устройством, а r – расстояние от устройства до человека.
Определим максимальную мощность на выходе устройства как 10% от мощности транзистора. Она равна 1Вт. Положим расстояние r равным 30см, тогда:
σ=1/(4∙3.14∙〖0.3〗^2 )=0.884 Вт/м^2 (8.4.2).
В соответствии с ГОСТ 12.1.006-84 предельно допустимое значение электромагнитного поля определяется из выражения (8.3.1). Поскольку в конструкции нет вращающихся и сканирующих антенн, то выбираем k=1, принимая время пребывания в зоне облучения равным восьми часам, получаем:
. (8.4.3)
Из расчета видно, что плотность потока мощности приблизительно в три раза превышает допустимое значение, в связи с этим необходимо применять специальные меры защиты.
Определим безопасные расстояния от источника СВЧ излучения, исходя из норм для длительного и кратковременного пребывания в зоне облучения. Для этого из формулы (8.4.1) выразим расстояние r, а в место подставим значения, соответствующие норме для длительного (0.25Вт/м2) и кратковременного (10Вт/м2) облучения. Тогда:
, [м]. (8.4.4)
r_дл=√(1Вт/(4∙3.14∙0.25Вт/м^2 ))=0.564 м
r_кр=√(1Вт/(4∙3.14∙10Вт/м^2 ))=0.089 м

Выполнять настройку усилителя при таких значениях безопасного расстояния невозможно, что еще раз подтверждает необходимость принятия мер защиты персонала от СВЧ излучения, однако можно сказать, что влияние излучения на сотрудников не связанных непосредственно с настройкой усилителя незначительно. При этом не следует забывать, что источником излучения может являться генератор входного сигнала, с выхода которого излучается мощность 1Вт.
Источником излучения может также являться антенна, эквивалент антенны и открытый конец волновода. Кроме того, СВЧ энергия может проникнуть через зазоры фланцевых соединений СВЧ тракта, через волноводно-коаксиальные переходы, через конструктивные отверстия и щели волноводного тракта. Во время регулировок и настроек. При этом следует соблюдать меры безопасности при проведении работ с применением мощных генераторов СВЧ. Так, например, не оставляют не нагруженным выход генератора и выключают генератор в перерывах между непосредственным проведением измерений.
Аналогично предыдущему случаю рассчитаем безопасное расстояние от генератора.


Результаты расчетов следует учитывать при проектировании расположения рабочих мест для настройки усилителя.
8.5. Расчет экрана
Как уже говорилось ранее, для разрабатываемого устройства необходимо выбрать защиту. “Защита расстоянием” является наиболее простым и эффективным методом. Он вполне применим для персонала, которому при выполнении работы нет необходимости находиться вблизи источников электромагнитного излучения, а также в случаях возможности дистанционного управления излучающей установкой. Однако в данном случае такая защита неприемлема по той простой причине, что работать с таким устройством приходится в непосредственной близости и не предусмотрена возможность дистанционного управления, поэтому необходимо использовать другую защиту. Уменьшить мощность излучения можно с помощью экранирования.
Благодаря весьма высоким коэффициентам поглощения и почти полному отсутствию волнового сопротивления металлы обладают высокой отражательной способностью и поэтому широко применяются для экранирования.
Произведем расчет отражающего экрана. В качестве материала для экрана возьмем латунь ( Г/м, 1/Ом∙м). Нижняя выходная частота устройства f_вых=1.45∙〖10〗^9 Гц, ослабление излучения L примем равным – 30 дБ. Тогда по простой формуле из [16] можно определить толщину металлического листа, обеспечивающего заданное ослабление:
; (8.5.1)
Подставив в выражение (8.5.1) исходные данные, получим δ=0.012 мм.
Так как расстояние от подложки до экрана в СВЧ технике принято , где h – толщина подложки (для данного устройства мм), то экран будет расположен на расстоянии 12мм от подложки.
Оценим, насколько уменьшилась мощность излучения устройства с экраном по сравнению с вариантом без экрана. Определим мощность, излучаемую устройством с экраном Рэ по следующей формуле:
; [дБ] (8.5.2)
т.е. P_э=P_изл∙〖10〗^(-3)=1∙〖10〗^(-3) Вт, и воспользовавшись выражением (8.4.1) найдем σ:
σ=〖10〗^(-3)/(4∙3.14∙〖0.3〗^2 )=8.84∙ 〖10〗^(-4) Вт/м^2 ; [Вт/м2]
Из полученного результата видно, что экранирование ослабит излучение в 1000 раз и поэтому работа с таким устройством станет безопасной с учетом ГОСТ 12.1.006-84 для длительного пребывания человека под облучением.
8.6. Меры защиты от электромагнитных излучений при работе
с устройствами ВЧ или СВЧ
Весь комплекс мероприятий по защите от опасного облучения электромагнитными волнами при выполнении работ по настройке, отработке, испытаниям и эксплуатации установок ВЧ или СВЧ состоит из организационных (создание для этих работ наиболее благоприятных условий) и технических мер (применение средств общей и индивидуальной защиты). [15]
Прежде всего, необходимо, чтобы технические меры защиты рабочих были включены как составная часть в технологию выполнения упомянутых работ и соответственно оформлены, т.е. технологические карты должны содержать указания по применению в нужных случаях средств защиты и изменению технологического процесса в связи с этим.
Для уменьшения числа лиц, которые могут подвергаться облучению электромагнитными волнами, в помещениях цехов и лабораторий, предназначенных для настройки, обработки и испытаний СВЧ аппаратуры до установки ее на изделия, нужно производить только эти работы, также работы, связанные с обслуживанием станций.
Работа в условиях облучения, превышающего предельно допустимые нормы, запрещается. Поэтому режим работы излучающих установок, направление излучения электромагнитных волн и меры защиты от облучения нужно выбирать такие, чтобы на любом рабочем месте в цехе (лаборатории) максимальная интенсивность облучения не превышала допустимые уровни.

Заключение
В результате проектирования были синтезированы широкополосные согласующе-фильтрующие цепи усилителя класса F полосовой и квазиполосовой структуры, которые обеспечивают КстU не хуже 1,3. Рабочая полоса частот более 50%. Дополнительные условия, которые необходимы для реализации режима класса F были заложены при проектировании структуры цепи. Произведен переход в распределенный (сосредоточенно-распределенный) электрический базис. В квазиполосовом варианте получились лучшие рабочие характеристики и наименьшее число элементов, а также этот вариант исполнения дает более простую реализацию в геометрическом базисе, поэтому именно его выбрали для проведения экспериментальной части. Промоделирована квазиполосовая согласующая выходная цепь и получены ее рабочие характеристики. Произведено экономическое обоснование работы. Дана оценка уровням излучения усилителя в окружающую среду и предложены методы его предотвращения.

Список литературы доступен в полной версии работы

Скачать: 2015rks10-11chernyh-a.o.rar