КУРСОВОЙ ПРОЕК
Проектирование усилителя
|
№ варианта |
при , кГц |
при , МГц |
, мВ |
при , В |
, Ом |
|
5 |
100 |
10 |
5-500 |
5 |
75 |
В курсовом проекте выполнены расчет и проектирование усилителя средней частоты.
Пояснительная записка работы изложена на 36 листах. В пояснительной записке изложен процесс расчета и проектирования УСЧ.
Курсовой проект выполнен с использованием текстового редактора WORD-2003 и графического редактора PAINT.
Результирующие характеристики усилителя уточнены на компьютере с помощью пакета ELEKTRONICS WORKBENCH 5.12.
Содержание
1 Введение........................................................................................................ 5
2 Задачи курсового проектирования................................................................. 6
3 Методика расчета структурной схемы усилителя.......................................... 7
3.1 Определение числа каскадов................................................................. 7
3.2 Распределение искажений по каскадам.................................................. 7
4 Методика расчета оконечного каскада... ...................................................... 10
4.1 Выбор транзистора................................................................................ 10
4.2 Методика расчета требуемого режима транзистора............................... 10
4.3 Методика расчета эквивалентных параметров транзистора................... 12
4.4 Методика расчета цепей питания и термостабилизации........................ 14
4.5 Методика расчета основных характеристик выходного каскада
в области верхних частот (малых времен)........................................................ 15
4.6 Особенности расчета выходного фазоинверсного каскада..................... 17
4.7 Оценка нелинейных искажений............................................................. 18
5 Методика расчета предварительных каскадов............................................... 20
5.1 Методика расчета промежуточных каскадов......................................... 20
5.2 Особенности расчета входного каскада................................................. 23
6 Методика расчета усилителя в области нижних частот (больших времен).... 25
7 Методика расчета регулировок усиления...................................................... 26
8 Оценка устойчивости..................................................................................... 28
9 Некоторые общие вопросы проектирования.................................................. 30
9.1 Выбор номиналов и типов элементов схемы.......................................... 30
9.2 Методика расчета результирующих характеристик............................... 30
10 Проектирование усилителя.......................................................................... 31
Список использованных источников................................................................ 36
1 Введение
Данный курсовой проект посвящен вопросам проектирования усилительных устройств (УУ) как одного из классов аналоговых электронных устройств (АЭУ).
Проектирование УУ – многофакторный процесс, во многом зависящий от интуиции, знаний и опыта разработчика.
Это обстоятельство вызывает определенные трудности у разработчиков. Эти трудности усугубляются еще и тем, что учебная литература по курсовому проектированию УУ в значительной степени устарела, содержит много спорных моментов и взаимоисключающих выводов.
В данной разработке делается рассмотрение непосредственных вопросов эскизного проектирования УУ, полагая, что необходимые теоретические сведения и практические можно получить, работая с рекомендованным пакетом литературы по лекционным, практическим и лабораторным занятиям.
2 Задачи курсового проектирования
При проектировании УУ решают ряд задач, связанных с составлением схемы, наилучшим образом удовлетворяющей поставленным требованиям технического задания (ТЗ), с расчетом этой схемы на основании выбранных параметров и режимов работы ее элементов.
В данном пособии даются рекомендации по эскизному расчету широкополосных усилителей (ШУ) с порядка десятков мегагерц и импульсных усилителей (ИУ) со временем установления фронта импульса порядка десятков наносекунд, работающих в низкоомных согласованных трактах передачи и выполненных на биполярных транзисторах.
Режим согласования обычно предусматривает равенство внутреннего сопротивления источника сигнала, входного и выходного сопротивлений УУ, сопротивления нагрузки волновому сопротивлению тракта передачи сигнала.
В ТЗ на расчет ШУ обычно задают коэффициент усиления по напряжению K, верхнюю и нижнюю граничные частоты и при заданных коэффициентах частотных искажений и , уровень нелинейных искажений, требования к стабильности характеристик в диапазоне температур и т.д.
Эскизный расчет ШУ состоит в выборе усилительного элемента, определении числа каскадов, распределении по каскадам частотных искажений так, чтобы их суммарная величина не превосходила заданную.
Предварительно частотные искажения распределяют по каскадам равномерно. В процессе расчета их обычно приходится перераспределять для ослабления требований к какому-либо каскаду, чаще всего к предоконечному.
Основное внимание при проектировании ИУ обращается на сохранение формы усиливаемого сигнала. Специфическими для ИУ являются искажения формы импульса, характеризующиеся временем установления фронта , выбросом переходной характеристики и спадом плоской вершины . Использование известной связи [1] между и и граничными частотами и позволяет проектировать ИУ частотным методом.
В настоящее время для целей проектирования УУ широко используются ЭВМ с различными пакетами программ схемотехнического проектирования. Однако первый этап машинного проектирования представляет собой ручной эскизный расчет, дающий приближенное решение поставленной задачи, уточнение которого проводится далее на ЭВМ.
3 Методика расчета структурной схемы усилителя
3.1 Определение числа каскадов
Для многокаскадного усилителя (рис.3.1).
Рисунок 3.1 – Структурная схема усилителя
. (3.1)
где K – коэффициент усиления усилителя, дБ;
– коэффициент усиления i-го каскада, дБ, i=1,...,n;
n – число каскадов усилителя.
С учетом коэффициента передачи входной цепи коэффициент усиления определится как:
,
где – э.д.с. источника сигнала;
– внутреннее сопротивление источника сигнала;
– входное сопротивление УУ.
Для ШУ диапазона ВЧ и ИУ со временем порядка десятков наносекунд ориентировочно число каскадов можно определить, полагая в (3.1) все каскады одинаковыми с =20 дБ, т.е.
.
Для импульсных усилителей следует учитывать полярность входного, выходного сигналов и способ включения усилительного элемента. При часто используемом включении транзистора с общим эмиттером (ОЭ) число каскадов должно быть четным при одинаковой полярности входного и выходного сигналов, нечетным – при разной.
3.2 Распределение искажений по каскадам
Для многокаскадного ШУ результирующий коэффициент частотных искажений в области верхних частот (ВЧ) определяется следующим образом:
, (3.2)
где – результирующий коэффициент частотных искажений в области ВЧ, дБ;
- коэффициент частотных искажений i-го каскада, дБ.
Суммирование в данном выражении производится (n+1) раз из-за необходимости учета влияния входной цепи, образованной, и (см. рис.3.1).
Предварительно распределить искажения можно равномерно, при этом .
В последующем, исходя из результатов промежуточных расчетов, возможно перераспределение искажений между каскадами.
Частотные искажения УУ в области нижних частот (НЧ) определяются следующим соотношением:
, (3.3)
где – результирующий коэффициент частотных искажений в области НЧ, дБ;
– искажения, приходящиеся на i-й элемент, дБ;
N – количество элементов, вносящих искажения на НЧ.
Количество элементов, вносящих искажения на НЧ (обычно это блокировочные в цепях эмиттеров и разделительные межкаскадные конденсаторы), становится известным после окончательного выбора топологии электрической схемы УУ, поэтому распределение искажений в области НЧ проводят на этапе расчета номиналов этих элементов. Из (3.3) следует, что при равномерном распределении низкочастотных искажений, их доля (в децибелах) на каждый из N элементов определится из соотношения:
.
На практике, с целью выравнивания номиналов конденсаторов, на разделительные конденсаторы распределяют больше искажений, чем на блокировочные.
Для многокаскадных ИУ результирующее время установления фронта равно:
, (3.4)
где – время установления для входной цепи;
- время установления для i-го каскада, i =1,...,n;
n – число каскадов усилителя.
Если результирующее установление фронта импульса для ИУ напрямую не задано, то оно может быть определено из следующего соотношения:
,
где – заданные искажения фронта входного сигнала;
– заданные искажения фронта выходного сигнала.
Результирующая неравномерность вершины прямоугольного импульса равна сумме неравномерностей, образующихся за счет разделительных и блокировочных цепей:
,
где – неравномерность вершины за счет i-й цепи;
N – число цепей.
Искажения фронта импульса связаны с частотными искажениями в области ВЧ, а искажения вершины импульса – с частотными искажениями в области НЧ [1,2]. Поэтому все указанные выше рекомендации по распределению частотных искажений для ШУ остаются в силе и для ИУ.
В связи с возможным разбросом номиналов элементов и параметров транзисторов необходимо обеспечить запас по основным характеристикам УУ в 1,2-1,5 раза.
4 Методика расчета оконечного каскада
4.1 Выбор транзистора
Выбор транзистора для оконечного каскада осуществляется с учетом следующих предельных параметров:
- граничной частоты усиления транзистора по току в схеме с ОЭ
для ШУ,
для ИУ;
- предельно допустимого напряжения коллектор-эмиттер
для ШУ,
для ИУ;
- предельно допустимого тока коллектора (при согласованном выходе)
для ШУ,
для ИУ.
Если ИУ предназначен для усиления импульсного сигнала различной полярности (типа "меандра") либо сигналов с малой скважностью (меньше 10), то при выборе транзистора оконечного каскада следует ориентироваться на соотношения для ШУ.
Тип проводимости транзистора может быть любой для ШУ и ИУ сигналов малой скважности. Если ИУ предназначен для усиления однополярного сигнала, то из энергетических соображений рекомендуется брать транзистор проводимости p-n-p для выходного сигнала положительной полярности, n-p-n – для отрицательной. Обычно при В и Ом для выходного каскада берутся кремниевые ВЧ и СВЧ транзисторы средней мощности типа КТ610 и т.п.
4.2 Методика расчета требуемого режима транзистора
Существуют графические методы расчета оконечного каскада, основанные на построении динамических характеристик (ДХ) [1,2]. Однако для построения ДХ необходимы статические характеристики транзисторов, которые в современных справочниках по транзисторам практически не приводятся.
Рассмотрим методику нахождения координат рабочей точки транзистора без использования его статических характеристик.
Типовая схема оконечного каскада приведена на рис.4.1.
Задаемся сопротивлением в цепи коллектора:
=(1...2), если требуется согласование выхода УУ с нагрузкой,
=(2...3) – в остальных случаях (рекомендация только для низкоомной нагрузки, =(50...150) Ом).
Задаемся падением напряжения на (либо на + , если присутствует в схеме):
В.
Определяем эквивалентное сопротивление нагрузки:
. (4.1)
Рисунок 4.1 – Схема выходного каскада
Определяем требуемое значение тока покоя коллектора в рабочей точке (плюс 10%-й запас с учетом возможной его термонестабильности) для ШУ и ИУ сигналов различной полярности (рис.4.2,а):
.
Рисунок 4.2 – Выходные динамические характеристики
Для ИУ однополярных сигналов с большой скважностью (Q10), рис.4.2,б:
мА.
Для ИУ однополярных сигналов с малой скважностью (Q<10), (рис.4.2.в):
.
Напряжение коллектор-эмиттер в рабочей точке для ШУ, ИУ сигналов различной полярности и ИУ однополярных сигналов с большой скважностью (см. рис.4.2,а,б):
,
где – напряжение начального нелинейного участка выходных статических характеристик транзистора, =(1...2)В.
Напряжение коллектор-эмиттер в рабочей точке для ИУ однополярных сигналов с малой скважностью (см. рис. 4.2,в):
.
Рекомендуется учесть для необходимый запас на термонестабильность (обычно не более 10...15%).
Постоянная мощность, рассеиваемая на коллекторе, не должна превышать предельного значения, взятого из справочных данных на транзистор.
Требуемое значение напряжения источника питания для рассмотренных выше случаев равно:
, (4.2)
где – падение напряжения на , .
Напряжение источника питания не должно превышать данного транзистора и должно соответствовать рекомендованному ряду:
=(5; 6; 6,3; 9; 10; 12; 12,6; 15; 20; 24; 27; 30; 36)B.
Если в результате расчета не будет соответствовать значению из рекомендованного ряда, то путем вариации в данной формуле следует подогнать значение под ближайшее из рекомендованного ряда. Значение можно существенно снизить, если параллельно включить дроссель с такой индуктивностью, чтобы >(10...20) (на, для ИУ , - длительность импульса). В этом случае . Такая мера также позволяет повысить КПД каскада. Следует отметить, что применение дросселя не всегда технологически оправдано, особенно при исполнении УУ в виде ИМС.
4.3 Методика расчета эквивалентных параметров транзистора
При использовании транзисторов до (0,2...0,3) возможно использование упрощенных эквивалентных моделей транзисторов, параметры элементов эквивалентных схем которых легко определяются на основе справочных данных, приведенных, например, в [3].
Эквивалентная схема биполярного транзистора приведена на рис.4.3.
Рисунок 4.3 – Эквивалентная схема биполярного транзистора
Параметры элементов определяются на основе справочных данных следующим образом:
,
где – постоянная времени цепи внутренней обратной связи в транзисторе на ВЧ;
,
при в миллиамперах получается в Омах;
,
где – граничная частота усиления по току транзистора с ОЭ, , - частота, на которой измерен .
,
где – низкочастотное значение коэффициента передачи по току транзистора с ОЭ.
– =(0,5…1,5) Ом;
Таким образом, параметры эквивалентной схемы биполярного транзистора полностью определяются справочными данными ,,,и режимом работы.
Следует учитывать известную зависимость от напряжения коллектор-эмиттер:
.
По параметрам эквивалентной схемы БТ определим его низкочастотные значения входной проводимости g и крутизны:
,
.
4.4 Методика расчета цепей питания и термостабилизации
Наиболее широкое распространение получила схема эмиттерной термостабилизации (см. рис.4.1). Проведем расчет этой схемы.
Определим потенциал в точке а:
,
где – напряжение база-эмиттер в рабочей точке, = (0.6...0.9) В (для кремниевых транзисторов).
Зададимся током делителя, образованного резисторами и :
,
где – ток базы в рабочей точке, .
Определим номиналы резисторов, и :
,
,
.
Оценим результирующий уход тока покоя транзистора в заданном диапазоне температуры окружающей среды. Определим приращение тока коллектора, вызванного тепловым смещением проходных характеристик:
,
где – приращение напряжения , равное:
,
где – температурный коэффициент напряжения (ТКН),
-3мВ/град, - разность между температурой коллекторного перехода и справочным значением этой температуры (обычно 25C):
,
,
где и соответственно, мощность, рассеиваемая на коллекторном переходе в статическом режиме, и тепловое сопротивление "переход-среда":
,
.
Ориентировочное значение теплового сопротивления зависит от конструкции корпуса транзистора и обычно для транзисторов малой и средней мощности лежит в следующих пределах:
.
Меньшее тепловое сопротивление имеют керамические и металлические корпуса, большее – пластмассовые.
Определяем приращение тока коллектора, вызванного изменением обратного (неуправляемого) тока коллектора:
,
где приращение обратного тока равно:
,
где – коэффициент показателя, для кремниевых транзисторов .
Следует заметить, что значение, приводимое в справочной литературе, особенно для транзисторов средней и большой мощности, представляет собой сумму тепловой составляющей и поверхностного тока утечки, последний может быть на два порядка больше тепловой составляющей, и он практически не зависит от температуры. Следовательно, при определении следует пользоваться приводимыми в справочниках температурными зависимостями либо уменьшать справочное значение примерно на два порядка для кремниевых транзисторов (обычно для кремниевых транзисторов составляет порядка.
Приращение коллекторного тока, вызванного изменением, определяется соотношением:
,
где , отн. ед./град.
Общий уход коллекторного тока транзистора с учетом действия схемы термостабилизации определяется следующим выражением:
,
где учет влияния параметров схемы термостабилизации осуществляется через коэффициенты термостабилизации, которые, например, для эмиттерной схемы термостабилизации равны:
,
.
Здесь – параллельное соединение резисторов и.
Для каскадов повышенной мощности следует учитывать требования экономичности при выборе и
Критерием оптимальности рассчитанной схемы термостабилизации может служить соответствие выбранного запаса и.
Более подробно методы расчета схем питания и термостабилизации приведены в [4].
4.5 Методика расчета основных характеристик выходного каскада
Определим коэффициент усиления каскада в области средних частот:
, (4.3)
где – низкочастотное значение крутизны транзистора в рабочей точке
.
Для ИУ однополярного сигнала следует определять для усредненного тока коллектора, рассчитанного по соотношению .
Оценим требуемое значение постоянной времени каскада в области ВЧ (МВ):
- для ШУ с заданной верхней граничной частотой
где – доля частотных искажений (в относительных единицах), распределенных на каскад;
- для ИУ
,
где – время установления фронта, распределенное на каскад.
Рассчитаем ожидаемое значение постоянной в области ВЧ (МВ)
, (4.4)
где – емкость, нагружающая выходной каскад (если для выходного каскада не задана, то взять .
Если, то ожидаемые искажения будут не более заданных. В противном случае, т.е. когда , возможно уменьшение путем снижения (уменьшение номинала ), после чего следует уточнить координаты рабочей точки и т.д., т.е. проделать цикл вычислений, аналогичный рассмотренному.
Если по каким-либо причинам уменьшение нежелательно (например, при требовании согласования выхода усилителя с нагрузкой), то следует (если имеется запас по коэффициенту усиления) ввести в каскад ООС (, см. рис.4.1), ориентировочно полагая, что уменьшится в глубину обратной связи раз. Если введение ООС нежелательно (мал ожидаемый ), то требуется применение транзистора с большей .
Глубину ООС при последовательной связи по току можно определить из выражения:
. (4.5)
Крутизна усиления транзистора с учетом ООС равна:
.
Подставляя вместо в выражение (4.3) и (4.4), получаем значение коэффициента усиления и постоянной времени каскада в области ВЧ (МВ) с учетом ООС:
,
.
Если полученные значения и удовлетворяют первоначально заданным, т.е. и , то определяют входные параметры каскада:
- входное сопротивление каскада
,
где – входное сопротивление транзистора с ОЭ,
, (4.6)
– сопротивление базового делителя (параллельное соединение и );
- входную динамическую емкость каскада
.
При наличии в каскаде ООС
.
4.6 Особенности расчета выходного фазоинверсного
Схема одного из наиболее часто используемых фазоинверсных каскадов приведена на рис. 4.4.
Выбор транзистора, расчет координат рабочей точки и цепей питания проводится для каждой половины каскада аналогично каскаду с ОЭ. При расчете цепей питания следует учесть, что через будет протекать удвоенный ток покоя транзисторов VT1 и VT2 и, следовательно, номинал резистора в схеме фазоинверсного каскада уменьшается вдвое по сравнению с расчетом каскада с ОЭ.
При рассмотрении, например, левой половины фазоинверсного каскада видно, что в цепь эмиттера транзистора VT1 включено и параллельно ему входное сопротивление транзистора VT2, включенного с ОБ, .
Обычно , поэтому можно подставить вместо в выражении (4.5) :
Рисунок 4.4 – Фазоинверсный каскад
Следовательно, можно считать, что в фазоинверсном каскаде присутствует последовательная ООС по току с глубиной, равной двум. Поэтому все дальнейшие расчеты следует проводить аналогично разделу 4.4 в предположении, что глубина ООС равна двум. Если необходимо ввести ООС большей глубины, то следует включить резистор (см. рис.3.3) и расчет вести аналогично разделу 4.5, не забывая о существовании ООС с глубиной, равной двум.
4.7 Оценка нелинейных искажений
Обычно для оценки нелинейных искажений (НИ) используются графические методы [1,2]. Однако для случая малых нелинейностей () существуют и аналитические методы расчета уровня НИ (обычно коэффициента гармоник ) [5].
Суммарный коэффициент гармоник равен
,
где и соответственно коэффициенты гармоник по второй и третьей гармоническим составляющим (составляющими более высокого порядка в большинстве случаев можно пренебречь ввиду их малости). Коэффициенты гармоник и определяются из следующих выражений:
,
,
где – входное напряжение сигнала;
- температурный потенциал, В;
– фактор связи (петлевое усиление).
Фактор связи рассчитывается следующим образом:
Если в каскаде отсутствует ООС, то в последнем выражении следует положить .
5 Методика расчета предварительных каскадов
5.1 Методика расчета промежуточных каскадов
Исходными данными для проектирования промежуточного каскада являются:
- требуемый коэффициент усиления ;
- максимально допустимый коэффициент частотных искажений ;
- максимальное выходное напряжение сигнала ;
- величина и характер нагрузки.
При выборе типа транзистора предварительных каскадов следует использовать рекомендации, приведенные в подразделе 4.1.
Оценим значение :
где – максимальное выходное напряжение следующего каскада;
- коэффициент усиления следующего каскада.
Нагрузкой промежуточных каскадов являются входное сопротивление и входная динамическая емкость следующего каскада.
В большинстве случаев требуемые предельные значения и , определенные по соотношениям, приведенным в подразделе 4.1, оказываются значительно меньше аналогичных справочных значений для маломощных транзисторов, что указывает на малосигнальный режим работы каскада. В этом случае основным критерием выбора транзистора являются и тип проводимости. Схема промежуточного каскада с ОЭ приведена на рисунке 5.1.
Рисунок 5.1 – Промежуточный каскад
При расчете требуемого режима транзисторов промежуточных каскадов по постоянному току следует ориентироваться на соотношения, приведенные в подразделе 4.2. Однако при малосигнальном режиме следует ориентироваться на тот режим транзистора, при котором приводятся его основные справочные данные (обычно для маломощных ВЧ и СВЧ транзисторов и ).
Расчет цепей питания и термостабилизации проводится по соотношениям, приведенным в подразделе 4.4. Обычно напряжение источника питания для промежуточных каскадов получается меньше, чем для оконечного каскада. Чтобы питать все каскады усилителя от одного источника питания, промежуточные каскады следует подключать к нему через фильтрующую цепь , служащую, кроме того, для устранения паразитной ОС через источник питания.
При параллельном включении фильтрующей цепи ее номиналы определяются из следующих соотношений:
,
,
где напряжение источника питания оконечного каскада, для ИУ , – длительность импульса. Здесь предполагается, что с целью улучшения развязки по питанию цепь базового делителя включена после фильтрующей цепи.
Требуемое значение номинала можно определить через значение эквивалентного сопротивления , которое в свою очередь определяется из соотношения (4.5).
Расчет промежуточных каскадов в области ВЧ (МВ) в принципе не отличается от расчета оконечного каскада, включая и критерии выбора цепи ООС. При использовании соотношений, приведенных в подразделе 4.5, следует заменять и соответственно на и следующего каскада.
В ситуации, когда последующего каскада относительно велика (сотни пикофарад – единицы нанофарад), с целью уменьшения ее влияния на рассчитываемого каскада возможно применение каскада с ОК. Вариант схемы предоконечного каскада с ОК и непосредственной межкаскадной связью приведен на рис.5.2.
Резистор рассчитывается из условия обеспечения режима транзистора VT2 аналогично резистору базового делителя (см. подраздел 4.4) с учетом того, что роль тока делителя здесь играет ток покоя транзистора VT1. При оценке термонестабильности VT2 следует учесть то обстоятельство, что уход тока коллектора (и тока эмиттера) транзистора VT1 будет в раз усилен транзистором VT2, поэтому термостабилизация предоконечного каскада должна быть достаточно жесткой. При расчете коэффициентов термостабилизации для оконечного каскада (см. подраздел 4.4) следует полагать
Рисунок 5.2 – Каскад ОК – ОЭ
, т.е. сопротивление транзистора VT1 со стороны эмиттера.
Расчет каскада с ОК рекомендуется вести в следующей последовательности:
- определяем эквивалентное сопротивление нагрузки
,
где – входное сопротивление оконечного каскада, в отсутствие базового делителя у этого каскада (см. выражение 4.6);
- рассчитываем глубину последовательной ООС по напряжению
;
- проводим расчет каскада в области ВЧ (МВ) по методике подраздела 4.4 (аналогично каскаду с ОЭ);
- определяем параметры каскада с ОК
,
,
,
.
В некоторых случаях комбинация каскадов (каскод) ОК-ОЭ может быть эффективнее каскода ОЭ-ОЭ.
Поскольку выходное сопротивление каскада с ОК носит индуктивный характер, то с целью устранения возможной неравномерности АЧХ необходимо, чтобы резонанс параллельного контура, образованного и оконечного каскада, лежал вне полосы рабочих частот. Частота резонанса определяется по формуле Томпсона, а – по соотношению
,
где .
5.2 Особенности расчета входного каскада
Обычно от входного каскада требуется обеспечение заданного входного сопротивления УУ. При условии согласования входа усилителя с характеристическим сопротивлением тракта передачи (либо из требования технического задания обеспечить низкоомный вход) для ВЧ и СВЧ диапазона частот требуемое значение входного сопротивления может составлять порядка нескольких десятков Ом. Значение входного сопротивления каскада с ОЭ обычно составляет величину в несколько сот Ом. Простейшим (но не оптимальным) способом обеспечения в данной ситуации требуемого сопротивления является параллельное включение на вход каскада дополнительного согласующего резистора , номинал которого определяется из следующего соотношения:
,
где – требуемое входное сопротивление каскада;
– полученное входное сопротивление каскада (с учетом сопротивления базового делителя).
В остальном расчет входного каскада не отличается от расчета промежуточных каскадов.
Поскольку входная цепь усилителя вносит искажения в области ВЧ (МВ), то следует учесть эти искажения, полагая, что постоянная времени входной цепи на ВЧ равна:
,
где и соответственно входное сопротивление и входная динамическая емкость входного каскада усилителя.
Более оптимальным является согласование с помощью введения во входной каскад параллельной ООС по напряжению (рис.5.3).
Рисунок 5.3 – Входной каскад
Входное сопротивление каскада с параллельной ООС по напряжению равно:
,
где и – соответственно, коэффициент усиления, эквивалентное сопротивление и сопротивление базового делителя каскада с ОЭ без ООС. Чаще приходится решать обратную задачу – нахождение по заданному .
Коэффициент усиления каскада с параллельной ООС по напряжению равен:
.
Выходное сопротивление каскада с параллельной ООС по напряжению равно:
.
Для определения параметров каскада в области ВЧ следует воспользоваться соотношениями для каскада с ОЭ без ООС, принимая во внимание, что при расчете постоянной времени каскада следует учитывать выходное сопротивление каскада с ООС по напряжению, т.е. и влияние этой ООС на крутизну – .
Величина разделительной емкости выбирается из условия на , для ИУ , – длительность импульса.
При наличии в каскаде комбинированной ООС (последовательной по току и параллельной по напряжению) следует в первую очередь определить и с учетом влияния последовательной ООС по току, а затем использовать полученные значения в выражениях для параллельной ООС по напряжению.
Более подробно каскады с ООС описаны в [6].
6 Методика расчета усилителя в области нижних частот (больших времен)
Нижняя граничная частота (либо спад плоской вершины импульса) усилителя определяется влиянием разделительных и блокировочных емкостей.
Требуемое значение постоянной времени для разделительных и блокировочных цепей усилителя определяется из следующих соотношений:
(для ШУ),
(для ИУ),
где и – доля частотных искажений в области НЧ и спада плоской вершины импульса, распределенных на разделительные и блокировочные цепи согласно рекомендациям подраздела 3.2; – длительность импульса.
Номинал разделительных емкостей можно определить из соотношения:
, (6.1)
где – эквивалентное сопротивление, стоящее слева от разделительного конденсатора (обычно это каскада либо (для ОЭ));
– эквивалентное сопротивление, стоящее справа от разделительного конденсатора (обычно это каскада либо ).
Номинал блокировочных емкостей в цепях эмиттеров приближенно определяются как:
. (6.2)
При наличии в рассчитываемых каскадах ООС следует в выражениях (6.1) и (6.2) подставлять значения и с учетом влияния на них данной ООС.
Возможно использование фильтрующей цепи для коррекции спада плоской вершины импульса. При этом рекомендуется брать , подъем вершины импульса (не более 20%) можно определить из соотношения:
При наличии в каскаде НЧ коррекции следует избегать применения коллекторной (коллекторно-эмиттерной) схемы термостабилизации [1] из-за возможного снижения эффекта коррекции (вследствие влияния параллельной ООС по напряжению, действующей при этом в каскаде).
7 Методика расчета регулировок усиления
Обычно техническое задание на проектирование усилителя содержит требование обеспечить регулировку усиления в заданных пределах. Для реализации этого требования применяют схемы плавной и ступенчатой (или обе вместе) регулировок усиления. Наиболее часто в ШУ и ИУ плавная регулировка осуществляется путем введения последовательной ООС по току (рис.7.1).
Рисунок 7.1 – Плавная регулировка усиления
Величину номинала регулировочного резистора можно определить из соотношения:
где – глубина регулировки, относительные единицы.
Если значение не задано, то необходимо определить требуемую величину регулировки усиления, исходя из возможного изменения сигнала на входе и необходимого производственного запаса по коэффициенту усиления.
Ввиду того, что помимо коэффициента усиления данная регулировка меняет и другие параметры каскада (), ее не рекомендуется применять во входном каскаде. Введение регулировки в выходной каскад может привести к перегрузке промежуточных каскадов, т.е. наиболее целесообразно плавную регулировку вводить в один из промежуточных каскадов (предварительно оценив возможность перегрузки каскадов, стоящих перед регулируемым). При большой глубине регулировки (>20дБ) следует применять ступенчатую регулировку усиления. Если усилитель предназначен для работы в согласованном тракте передачи (т.е. , где – характеристическое сопротивление тракта передачи), то ступенчатый регулятор (аттенюатор) целесообразно выполнить на основе симметричных аттенюаторов Т- или П-типов [7] (рис.7.2,а,б).
Рисунок 7.2 – Т- и П- обратные симметричные аттенюаторы
Для П-образной схемы аттенюатора номиналы элементов определяются из следующих соотношений:
,
,
Номиналы Т-образной схемы аттенюатора определяются следующим образом:
,
.
Практическая схема ступенчатого регулятора на 18 дБ для 75-омного тракта передачи приведена на рис.7.3.
Рисунок 7.3 – Ступенчатый регулятор
Схема построена на основе одинаковых П-образных звеньев с затуханием в шесть децибел. В зависимости от положения переключателей данный регулятор обеспечивает затухание от 0 до 18 дБ с шагом 6 дБ.
Подобный регулятор обычно располагают между источником сигнала и входом усилителя. В связи с тем, что входное и выходное сопротивления данного регулятора не зависят от уровня вносимого затухания, величина частотных и временных искажений, создаваемых входной цепью, также остается постоянной при разных уровнях затухания.
Другие схемы регуляторов можно посмотреть, например, в [8].
8 Оценка устойчивости
Так как для различных каскадов многокаскадного усилителя обычно применяют один и тот же источник питания, то из-за наличия его внутреннего сопротивления (рисунок 8.1) в усилителе возникают паразитные (нежелательные) ОС, приводящие к самовозбуждению.
Для недопущения самовозбуждения необходимо, чтобы петлевое усиление (если принять запас устойчивости в два раза, то ). При уменьшении запаса устойчивости возможно увеличение неравномерности АЧХ и ФЧХ из-за увеличения глубины паразитной ПОС .
Полагая, что неравномерность АЧХ усилителя возрастает приблизительно в раз и, ограничившись неравномерностью АЧХ порядка 0,5 дБ (1,06 раза), получаем допустимое петлевое усиление любой петли паразитной ОС . Полагая, что неравномерность АЧХ усилителя возрастает приблизительно в раз и, ограничившись неравномерностью АЧХ порядка 0,5 дБ (1,06 раза), получаем допустимое петлевое усиление любой петли паразитной ОС .
Самым эффективным и достаточно простым способом, исключающим сложных стабилизированных источников питания, является применение развязывающих (устраняющих ОС) фильтров, состоящих из и , и включаемых последовательно или параллельно источнику питания. Многокаскадный усилитель с параллельным включением развязывающего фильтра показан на рисунке 8.1.
Рисунок 8.1 – Усилитель с параллельным включением фильтров развязки по питанию
Переменная составляющая тока каскадов (преимущественно оконечного) создает на переменную составляющую , которая поступает в цепи питания предыдущих каскадов и тем самым замыкает сразу несколько петель паразитных ОС, что может привести к самовозбуждению.
Определим петлевое усиление, например, для петли ОС "база - коллектор – база " в области СЧ. Следует заметить, что характер ОС в других областях рабочего диапазона частот УУ может измениться на противоположный из-за дополнительных фазовых сдвигов, вносимых реактивными элементами схемы УУ. Итак
,
где – коэффициент усиления УУ в области СЧ; – коэффициент передачи "коллектор – шина питания", ; – коэффициент передачи фильтра в области НЧ, ; – коэффициент передачи "фильтр – база ", .
При получении следует увеличить , либо применить последовательную схему включения фильтров в цепи питания.
9 Некоторые общие вопросы проектирования
9.1 Выбор номиналов и типов элементов схемы
После расчета требуемых номиналов элементов схемы следует, руководствуясь справочным материалом, провести выбор типов элементов, учитывая мощность рассеивания для резисторов и рабочее напряжение для конденсаторов. Кроме того, следует уточнить номиналы элементов, согласно стандартному ряду. При этом не следует ориентироваться на ряды, соответствующие малому (1..2%) разбросу элементов, для большинства цепей усилителя приемлем разброс номинала ±10%. Исключение составляют ступенчатые регуляторы и цепи ООС.
9.2 Методика расчета результирующих характеристик
Согласно выражениям (3.1)-(3.5) по известным характеристикам каскадов рассчитываются результирующие характеристики усилителя. Характеристики каскадов определяются исходя из следующих выражений:
, (8.1)
, (8.2)
,.
Если в каскадах присутствует ООС, то следует учесть ее влияние на и . При расчете результирующих характеристик следует учитывать влияние входной цепи.
10 Проектирование усилителя
- Выбрать схему включения транзистора. Для данной работы была выбрана схема с общим эмиттером.
- Выбрать усилительный элемент (транзистор) исходя из следующих соображений.
Задать мощность нагрузки: Р = 25·10-3 Вт
или максимальное напряжение и сопротивление нагрузки: Uн max=2 В, Rн=70 Ом.
Допустимая мощность рассеивания на коллекторе:
Определить коэффициент усиления по току h21 или β: Uвх=0,04 В
Определение граничной частоты: fверх= 10 МГц, Мверх – коэффициент добротных искажений, может быть равен от 0,01 до 0,5. В данном случае выбираем Мверх=0,1, тогда
В связи со всем перечисленным, целесообразно использовать в данной схеме транзистор КТ315В или его аналог 2N3903.
- Выбираем EП=40 В
На входной характеристике транзистора построим нагрузочную прямую по двум точкам:
Коэффициент нелинейных искажений по 3-й гармонике без учёта ООС:
Сопротивления резисторов R1 и R2 принимают равными:
Входное сопротивление каскада:
где – сопротивление делителя по переменному току
Коэффициент усиления напряжения выходного каскада:
Ёмкость разделительного конденсатора:
где Mн = 0.707 – коэффициент частотных искажений
Сопротивление Rэ:
Сопротивление входной цепи транзистора:
Сопротивления плеч делителя R1 - R2 найдём из следующих условий:
где: Получим:
Далее рассчитываем входное сопротивление каскада:
Выходное сопротивление каскада несложно получить, рассматривая эквивалентную схему рис.2.2 со стороны выходных зажимов:
Поскольку значение rэ невелико, то выходное сопротивление каскада мало. Это свойство ЭПН используют, когда необходимо согласовать выходную цепь усилителя с низкоомной нагрузкой.
Коэффициент усиления напряжения находится по выражению:
Значения разделительных емкостей С1 и С2:
- Расчет второго каскада предварительного усиления
Усиливаемый сигнал от источника сигнала Ег (рис. 2.1) в базовую цепь транзистора подается через разделительный конденсатор С1. Сопротивление Rк является коллекторной нагрузкой. С него усиленное переменное напряжение через разделительный конденсатор С2 подается в нагрузку Rн . При последовательном включении УК сопротивлением нагрузки является входное сопротивление следующего каскада.
Рассмотрим назначение элементов схемы УК.
Конденсаторы С1 и С2 - разделительные, назначение которых -отделить переменный усиливаемый сигнал от постоянных напряжений и токов, действующих внутри схемы. Конденсатор С1 исключает шунтирование входной цепи каскада цепью источника входного сигнала по постоянному току, что позволяет, во-первых исключить протекание постоянного тока по цепи En-Rr-Rl и, во-вторых, обеспечить независимость напряжения U6n в режиме покоя от внутреннего сопротивления Rг источника Ег Конденсатор С2 не пропускает постоянную составляющую выходного сигнала в нагрузку.
Делитель напряжения R1-R2 предназначен для установления рабочей точки транзистора в состоянии покоя. Положение рабочей точки должно обеспечивать режим А работы УК. В зависимости от соотношения между плечами делителя R1-R2 на базу транзистора подает определенное напряжение Uбэп в состоянии покоя, которое в свою очередь определяет ток базы покоя Iбп.
Резистор Rk осуществляет последовательную отрицательную обратную связь (ООС) по постоянному току, которая обеспечивает стабилизацию положения рабочей точки на вольтамперных характеристиках транзистора при воздействии на УК внешних дестабилизирующих факторов.
Расчет каскада по постоянному току.
Расчет усилительного каскада производится раздельно по постоянному и переменному токам. Целью расчета по постоянному току является определение положения рабочей точки на характеристиках транзистора и ее температурную стабильность. Расчет по переменному току заключается в определении основных динамических параметров, коэффициентов усиления напряжения, тока и мощности, “шитого и выходного сопротивлений каскада и динамической крутизны. Поскольку характеристики транзистора нелинейные, то единой методики расчета УК не существует. Каскады, работающие при большом уровне сигнала, рассчитывается графоаналитические методом с использованием ВАХ транзистора, а УК с малым уровнем сигнала - аналитическим методом, который основан на использовании эквивалентных схем транзистора. Условно сигнал считается малым, если его амплитуда не превышает 15..20% постоянного значения напряжения в рабочей точке.
Исходные данные:
Rн = 6533 Ом
Umн = 19 В
Пусть коэффициент усиления каскада К=40
Выбираем транзистор:
Выбираем KT503Б(Si n-p-n в=80...240 IКmax=300мА РKmax=0.5Вт). Из входной и выходной характеристик транзистора определяем следующие значения:
в = 140
Примем падение напряжения на сопротилении фильтра:
,
где , Еп = 40
Находим напряжение, подводимое к делителю:
Расчёт элементов, обеспечивающих рабочий режим транзистора:
Коэффициент температурной нестабильности S = 3
Сопротивление входной цепи транзистора:
Найдём Rб:
Определяем значение Rэ:
Находим значения R1 и R2:
Напряжение базы Uбп в состоянии покоя:
Определяем ток в цепи делителя базы:
Ток Iд должен в (2...5) раз превышать Iбп
Сопротивление Rф фильтра находим по формуле:
Для нахождения rk применим 2-й закон Кирхгофа к выходной цепи коллектора:
Поверочный расчёт коэффициента температурной нестабильности S:
Расчет номинальных значений ёмкостей:
Ёмкость Сф определяется из условия получения необходимой фильтрации питающего напряжения:
Расчёт значений ёмкостей С1,С2 и Сэ производятся по формулам:
где
Расчёт динамических параметров усилительного каскада. Эквивалентная схема замещения каскада.
Динамическими параметрами УК являются коэффициенты усиления напряжения, тока и мощности, входное и выходное сопротивления, крутизна усиления. Эти параметры рассматриваются на основе анализа эквивалентной схемы УК для переменных составляющих токов и напряжений. Полная эквивалентная схема замещения каскада содержит следующие элементы: Свх - емкость входной цепи УК, См - емкость монтажа, Сн - емкость нагрузки, Rб= Rl || R2; транзистор замещен Т - образной схемой замещения (элементы r'б, rэ, rk*, Ск* и вI6); зажимы "плюс" и "минус" источника питания Еп закорочены по переменной составляющей. Обычно емкость Сф выбирается такой, чтобы ее сопротивление на самой низкой рабочей частоте было близко к нулю и закорачивало резистор Rф. Поэтому цепочка Rф-Сф на схеме не приведена.
Для упрощения анализа и расчетных соотношений принято рассматривать работу усилительного каскада раздельно в области средних, низких и высоких частот.
Анализ УК в области средних частот
На средних частотах (в центральной области полосы пропускания усилителя) сопротивление емкостей Cl, C2 и Сэ близко к нулю, а сопротивление паразитных емкостей Свх, См, а также емкостей Ск* и Си велико. Поэтому ветви схемы рис.3.2. с Cl, C2 и Сэ могут быть закорочены, а ветви с Свх, См, Ск* и Си разомкнуты.
Входное сопротивление каскада равно параллельному соединению Rвxvt и Rб:
Выходное сопротивление каскада:
Коэффициент усиления напряжения каскада найдём из формулы:
где
Коэффициент усиления тока и мощности:
где - эквивалентная постоянная времени каскада в области низких частот:
Эти соотношения позволяют записать выражение для модуля коэффициента усиления и его фазы, которые используются для построения АЧХ и ФЧХ усилителя в области низких частот:
- Расчет первого каскада предварительного усиления
Выбираем KT206Б(Si n-p-n в=70...210 IКmax=20мА PКmax=15мВт)
Примем падение напряжения на сопротивлении фильтра:
Находим напряжение, подводимое к делителю:
Расчёт элементов, обеспечивающих рабочий режим транзистора:
коэффициент температурной нестабильности S=3
Сопротивление входной цепи транзистора:
Найдём Rб:
Определяем значение Rэ:
Находим значения R1 и R2:
Напряжение базы Uбп в состоянии покоя:
Определяем ток в цепи делителя базы:
Ток Iд должен в (2...5) раз превышать Iбп
Сопротивление Rф фильтра находим по формуле:
Для нахождения Rk применим 2-й закон Кирхгофа к выходной цепи коллектора:
Поверочный расчёт коэффициента температурной нестабильности S:
Расчет номинальных значений ёмкостей:
Ёмкость Сф определяется из условия получения необходимой фильтрации питающего напряжения:
где fп = 100 – основная частота пульсаций
Фп = 20...75 = 50 –коэффициент фильтрации, показывающий во сколько раз напряжение пульсаций ослабляется цепочкой фильтра Rф - Сф.
Расчёт значений ёмкостей С1,С2 и Сэ производятся по формулам:
Входное сопротивление каскада равно параллельному соединению Rвxvt и Rб:
Выходное сопротивление каскада:
Коэффициент усиления напряжения каскада найдём из формулы:
Коэффициент усиления тока и мощности:
Схему усилителя (рисунок 10.1) собираем в программе Electronics Workbench.
Рисунок 10.1 – Схема усилителя
Подаем на вход каскада синусоидальный сигнал заданный генератором:
Рисунок 10.2 – Параметры генератора
Получаем следующую осциллограмму
Рисунок 10.3 – Осциллограмма усилителя
Если посмотреть на значения меток Т1 и Т2, максимальные напряжения на сигналах равны, соответственно, VA1 = 993 мкВ, а VB2 = 23 мВ, то можно отметить, что данный каскад усиливает сигнал почти в 25 раз.
Список использованных источников
1 Мамонкин И.Г. Усилительные устройства. – М.: Связь, 1977. – 360 с.: ил.
2 Шарыгина Л.И. Усилительные устройства – Томск: Изд-во Томск. гос. ун-та, 1976. – 413 с.: ил.
3 Полупроводниковые приборы: Транзисторы. /В.Л. Аронов и др.; под общ. ред. Н.Н. Горюнова. – М.: Энергоатомиздат, 1985. – 904 с., ил.
4 Колесов И.А. Стабилизация режима биполярных транзисторов: Методические указания для студентов специальностей 200700, 201600. – Томск: ТУСУР, 1999. – 30 с.: ил.
5 Жаркой А.Г. Расчет нелинейных искажений гармонических сигналов в транзисторных усилителях: Методические указания для студентов специальностей 200700, 201600. – Томск: ТИАСУР, 1987. – 54 с.: ил.
6 Зелингер Дж. Основы матричного анализа и синтеза. – М.: Советское радио, 1970. – 240 с.: ил.
7 Панин Н.М. Переменные аттенюаторы и их применение. – М.: Энергия, 1971. – 40 с.: ил.
8 Игнатов А.Н. Микроэлектронные устройства связи и радиовещания. – Томск: Радио и связь, Томское отделение, 1990. – 400 с.: ил.
9 Шарыгина Л.И. Аналоговые и электронные устройства: Руководство к лабораторным работам для студентов специальностей 200700, 201600. – Томск: ТУСУР, 1998. – 48 с.: ил.
Скачать: