МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ
УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ
ГОМЕЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИМЕНИ П. О. СУХОГО
Факультет автоматизированных и информационных систем
Кафедра «Промышленная электроника»
РАСЧЕТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
к комплексному курсовому проекту
по дисциплине «Антенно-фидерные устройства»
на тему: «Устройство сложения сигналов трех телевизионных передатчиков дециметрового диапазона волн»
Исполнитель: студент гр. ПС-51
Борисевич И.С.
Руководитель: Преподователь
Растокина О.М.
Дата проверки: _____________________
Дата допуска к защите: _____________________
Дата защиты: _____________________
Оценка работы: _____________________
Подписи членов комиссии
по защите курсовому проекту: ______________________________
Гомель 2016
СОДЕРЖАНИЕ
ВВЕДЕНИЕ.. 5
1 АНАЛИТИЧЕСКИЙ ОБЗОР. 6
1.1 Общие положения. 6
1.2 Принципы построения система спутникового цифрового ТВ вещания. 7
1.3 Способы суммирования мощностей сигналов. 13
1.4 Суммирование мощностей сигналов с помощью многополюсной схемы.. 16
2 ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ УСТРОЙСТВА СЛОЖЕНИЯ.. 21
3 ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ ТИПА ФИЛЬТРОВ.. 26
4 ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ФИЛЬТРОВ, ВХОДЯЩИХ В СОСТАВ УСТРОЙСТВА 29
4.1 Расчет характеристик фильтра для частотного диапазона 0.7-0.72 ГГц. 29
4.2 Расчет характеристик фильтра для частотного диапазона 0.74-0.76 ГГц….31
4.3 Расчет характеристик фильтра для частотного диапазона 0.8-0.82 ГГц. 33
5 АНАЛИЗ ХАРАКТЕРИСТИК УСТРОЙСТВ.. 35
ЗАКЛЮЧЕНИЕ.. 38
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ.. 39
ВВЕДЕНИЕ
При параллельном соединение полосовых фильтров в полосе пропускания каждого из них возникает рассогласование с нагрузкой, вызванное влиянием входного сопротивления фильтра соседнего канала. В фильтрах, предназначенных для разделения фиксированных разнесенных каналов, это влияние сравнительно легко устраняется либо преобразованием схемы фильтров со стороны параллельного включения, либо применением компенсирующих контуров.
В полосовых перестраиваемых фильтрах (ППФ) с постоянными элементами связи эта задача значительно усложняется. ППФ имеет низкое входное сопротивление в полосах непропускания, которое изменяется по величине (а при определенных условиях и по закону) в зависимости от взаиморасположения рабочих частот собственного и соседнего каналов. Действие вносимого сопротивления не может быть полностью скомпенсировано в широком диапазоне частот элементами схемы фильтра без ухудшения его основных параметров и несоблюдения таких требований, кок постоянство относительной полосы пропускания, сопряженная настройка всех контуров, независимая перестройка каналов и другое. Поэтому для обеспечения совместной работы ППФ в широком диапазоне частот требуются дополнительные перестраиваемые устройства развязки.
В данном курсовом проекте будет разработано одно из таких устройств.
1 АНАЛИТИЧЕСКИЙ ОБЗОР
1.1 Общие положения
На борту современных связных ИСЗ обычно устанавливают несколько приемных и передающих антенн. Это объясняется необходимостью сформировать различные зоны обслуживания с целью привести в соответствие излучение антенн с размещением земных станций на поверхности Земли, чтобы не рассеивать энергию бесполезно на те районы, где она используется. Высокая направленность приемных и передающих антенн ИСЗ способствует также уменьшению взаимных помех с другими системами связи - спутниковыми и наземными, повышает эффективность использования геостационарной орбиты[1].
Сигнал, принятый антенной КС, поступает на входное малошумящее устройство 1, в качестве которого на ИСЗ применяют смесители, усилители на малошумящих ЛБВ или транзисторах. Принятый сигнал усиливается на частоте приема, промежуточной частоте и частоте передачи. В современных ИСЗ часто осуществляется не двух-, а однократное преобразование частоты, непосредственно с входной в выходную, при этом усилитель ПЧ отсутствует.
В схеме могут применяться устройства разделения, коммутации, объединения сигналов, цель которых - подать сигналы, адресованные тем или иным ЗС, на передающие антенны с соответствующей зоной обслуживания. Перспективны системы с быстродействующей переориентацией узкого луча антенны (с коммутацией луча), что позволяет осуществлять связь со многими ЗС через остронаправленные антенны, не увеличивая числа антенн на борту ИСЗ, многократно использовать полосу частот.
1.2 Принципы построения система спутникового цифрового ТВ вещания
Стандартом ТВ сигнала называют совокупность определяющих его основных характеристик, таких как способ разложения изображения, число строк и кадров, длительность и форма синхронизирующих и гасящих импульсов, полярность сигнала, разнос между несущими частотами изображения и звукового сопровождения и метод модуляции последней, параметры предыскажающей цепи звукового сигнала и др. Для цветного телевидения добавляется метод передачи сигналов цветности совместно с сигналом яркости. В спутниковом вещании традиционно используются стандарты формирования ТВ сигнала, сложившиеся в наземном телевизионном вещании. Для черно-белого телевидения существует 10 стандартов, которые принято обозначать латинскими буквами В, D, G, Н, I, К, Kl, L, М, N.
По способу передачи сигналов цветности различают три системы цветного телевидения: SECAM, NTSC и PAL. Каждая из трех систем может применяться с любым из 10 стандартов черно-белого ТВ вещания, давая 30 возможных комбинаций. На практике применяются девять разновидностей PAL, шесть - SECAM и один стандарт из группы NTSC[2].
Системы SECAM, NTSC и PAL были разработаны для наземных ТВ сетей, использующих амплитудную модуляцию (AM) нecущей изображения, и не очень пригодны для спутниковых канатов где основной является частотная модуляция (ЧМ). При прохождении ЧМ сигнала через тракты с неравномерной амплитудной и нелинейной фазовой характеристикой возникают перекрестные искажения сигналов яркости и цветности, ухудшающие качество изображения. К тому же из-за треугольного спектра демодулированного шума при ЧМ сигналы цветности оказываются в области повышенной спектральной плотности мощности шума, что снижает помехоустойчивость приема этих сигналов
Во многих странах проводились поиски новых методов формирования ТВ сигнала, свободных от указанных недостатков Наилучших результатов ожидали от цифровых методов передачи. Однако для передачи цветного ТВ изображения с высоким качеством скорость цифрового потока должна составлять более 200 Мбит/с, что значительно превышает пропускную способность типового ствола спутникового ретранслятора с полосой пропускания 27.. .36 МГц. В качестве компромисса для первого поколения европейских систем непосредственного телевизионного вещания был разработан и принят комбинированный цифроаналоговый стандарт с поочередной передачей на периоде активной части строки сжатых во времени аналоговых сигналов яркости и цветности, получивший название MAC (Multiplexing Analogue Components — уплотнение аналоговых компонент). Сигналы звукового сопровождения, синхронизации, служебная и дополнительная информация передаются в цифровой форме. В зависимости от выбранного способа передачи звука и данных различают стандарты В-МАС, С-МАС, D- и D2-MAC. Подробнее об этом будет рассказано ниже.
В конце 80-х гг. был создан алгоритм цифрового сжатия, позволявший передать высококачественное изображение со скоростью 7...9 Мбит/с, изображение вещательного качества — со скоростью 3,5...5,5 Мбит/с и кинофильм (совокупность неподвижных изображений) со скоростью не более 1,5 Мбит/с. На основе этого алгоритма Международная организация стандартизации приняла два стандарта обработки ТВ изображения: MPEG1 для телевидения с невысокой разрешающей способностью и прогрессивной разверткой (компакт-диски, компьютерные игры, мультимедиа) и MPEG2 для вещательного телевидения с чересстрочной разверткой. Дальнейшим развитием MPEG2 стал европейский стандарт цифрового ТВ вещания (DVB), содержащий нормы на параметры модуляции, кодирования и передачи по каналам связи[2].
Создание эффективного алгоритма цифровой обработки ТВ сигнала стало возможным на основе достижений теории зрения и техники сверхбольших интегральных схем (СБИС). Алгоритм, положенный в основу стандартов MPEG, включает определенный базовый набор последовательных процедур, показанный на упрощенной структурной схеме цифрового кодера (смотри рисунок 1.1).
Рисунок 1.1 - Упрощенная структурная схема цифрового кодера
В качестве исходного используется компонентный ТВ сигнал RGB, затем он матрицируется в сигнал YUV; дискретизация, как и в цифровом стандарте «4:2:2», осуществляется с тактовыми частотами 13,5 МГц для сигнала яркости и 6,75 МГц для цветоразностных сигналов. На этапе предварительной обработки удаляется информация, затрудняющая кодирование, но несущественная с точки зрения качества изображения. Обычно используется комбинация пространственной и временной нелинейной фильтрации[3].
Основная компрессия достигается благодаря устранению избыточности ТВ сигнала. Различают три вида избыточности — временную (два последовательных кадра изображения мало отличаются один от другого), пространственную (значительную часть изображения составляют однотонные одинаково окрашенные участки) и амплитудную (чувствительность глаза неодинакова к светлым и темным элементам изображения).
Временная избыточность устраняется передачей вместо кадра изображения его отличий от предыдущего кадра. Простое вычитание кадров было значительно усовершенствовано, когда заметили, что большая часть изменений, появляющаяся на изображении, может быть интерпретирована как смещение малых областей изображения. Разбив изображение на небольшие блоки (16 х 16 элементов) и определив их расположение в предыдущем кадре, можно для каждого блока найти набор параметров, показывающий направление и значение его смещения. Этот набор называют вектором движения, а всю операцию — предсказанием с компенсацией движения. По каналу связи передаются только вектор движения и относительно небольшая разность между текущим и предсказанным блоком. На этом этапе устраняется пространственная избыточность — разностный сигнал подвергается преобразованию из пространственной в частотную область, осуществляемому с помощью двумерного дискретно-косинусного преобразования (ДКП). ДКП преобразует блок изображения из фиксированного числа элементов в равное число коэффициентов. Это дает два преимущества. Во-первых, в частотной области энергия сигнала концентрируется в относительно узкой полосе частот (обычно на НЧ) и для передачи несущественных коэффициентов достаточно небольшого числа битов. Во-вторых, разложение в частотной области максимально отражает физиологические особенности зрения.
Следующий этап обработки заключается в адаптивном квантовании полученных коэффициентов. Набор коэффициентов каждого блока рассматривается как вектор, и процедура квантования производится над набором в целом (векторное квантование). Оценка показывает, что описанная процедура сжатия близка к теоретическому пределу сжатия информации по Шеннону.
Амплитудная избыточность исходного сигнала устраняется на этапе кодирования сообщения перед подачей его в канал связи. Не все значения вектора движения и коэффициентов блока равновероятны, поэтому применяется статистическое кодирование с переменной длиной кодового слова. Наиболее короткие слова присваиваются событиям с наибольшей вероятностью. Дополнительная компрессия достигается кодированием в виде самостоятельного символа групп нулей.
Отличительной чертой стандартов MPEG1 и MPEG2 является их гибкость. Они могут работать с параметрами разложения изображения 525 строк при 30 кадрах в секунду и 625 строк при 25 кадрах в секунду, пригодны для форматов изображения 4:3, 16 9 и др , допускают усовершенствование кодера без изменений в уже установленных декодерах[3].
Для спутникового телевидения более перспективным, безусловно является MPEG2, рассчитанный на обработку входного сигнала с чересстрочной разверткой и различными скоростями цифрового потока (4...10 Мбит/с и более), каждой из которых соответствует определенная разрешающая способность. По этому параметру в стандарте определены четыре уровня: низкий (на уровне бытового видеомагнитофона), основной (студийное качество), телевидение повышенной четкости с 1440 элементами на строку и полное ТВЧ с 1920 элементами. По сложности используемого алгоритма обработки стандарт содержит четыре профиля:
простой - согласно вышеописанному алгоритму; основной - с добавлением двунаправленного предсказания;
улучшенный основной - с улучшением либо отношения сигнал-шум, либо пространственного разрешения;
перспективный - с возможностью одновременной обработки цветоразностных сигналов.
На рисунке 1.2. показаны соответствующие этим градациям максимальные значения разрешающей способности и скорости цифрового потока.
Рисунок 1.2 - Уровни и профили стандарта MPEG2: ТВЧ - телевидение высокой четкости; х - сочетание не используется.
Используемые алгоритмы позволяют гибко варьировать параметры сигнала в пределах одной градации шкалы рисунка 1.2. В качестве примера на рисунке 1.3 приведена зависимость качества изображения от, скорости цифрового потока (информационной) в режиме «основной уровень - основной профиль», наиболее употребительном сегодня в спутниковом телевидении.
Можно рассчитать, что в спутниковом канале с пропускной способностью 20...25 Мбит/с можно передать четыре-пять программ хорошего качества, соответствующего магистральным каналам подачи программ, пли 10...12 программ с качеством, соответствующим видеомагнитофону стандарта VHS.
Рисунок 1.3 - Зависимость качества изображения с цифровой компрессией от скорости цифрового потока.
1.3 Способы суммирования мощностей сигналов
Мощность электровакуумных приборов в непрерывном режиме работы достигает десятков киловатт, в импульсном - мегаватт. Максимальная мощность полупроводниковых приборов значительно ниже. Причем их мощность ограничена даже не причинами технологического, а физического характера: максимально допустимым значением напряженности электрического поля для исключения пробоя р-n-перехода и максимально возможной температурой полупроводниковой структуры. Более того, с увеличением частоты сигнала мощность транзистора снижается по закону, близкому к 1/f 2, и составляет всего несколько ватт при частоте сигнала 5…6 ГГц. Вместе с тем требуемая мощность СВЧ радиопередатчиков в непрерывном режиме работы достигает нескольких киловатт. Но даже и в СВЧ радиопередатчиках мощностью в несколько десятков ватт мощность полупроводникового прибора во многих случаях оказывается меньше в несколько раз[4].
Итак, в связи с практически повсеместным переходом от ламповых к полупроводниковым радиопередатчикам проблема суммирования мощностей сигналов генераторов приобрела важное значение.
Три основных способа суммирования мощностей сигналов однотипных генераторов[5]:
– с помощью многополюсных схем-сумматоров;
– со сложением сигналов в пространстве с помощью фазированной антенной решетки;
– в общем резонаторе.
При первом способе к специальному многополюсному устройству подключается большое число однотипных генераторов, мощность сигналов которых поступает в общий выходной канал, связанный с нагрузкой (см. рисунок 2.4а).
При втором способе сложение мощностей сигналов происходит в пространстве с помощью фазированной антенной решетки (ФАР), состоящей из большого числа определенным образом ориентированных излучателей, каждый из которых возбуждается от самостоятельного генератора (см. рисунок 2.4б). Все сигналы, подводимые к излучателям, идентичны, за исключением значений начальных фаз, связанных между собой определенным законом. При этом возникает задача по стабилизации и управлению фронтом фаз сигналов одинаковой структуры.
При третьем способе сигналы генераторов подводятся к общей колебательной системе (в СВЧ диапазоне это объемный резонатор), в котором и происходит их сложение (смотри рисунок 1.4а).
Рисунок 1.4 – Реализация способов сложения сигналов
Практически первый способ позволяет увеличить мощность радиопередатчика по отношению к мощности одного полупроводникового прибора на 15…20 дБ; второй - на 30…40 дБ; третий - на 10…13 дБ. Все способы позволяют существенно повысить надежность радиопередатчика, поскольку отказ одного из генераторов приводит только к некоторому снижению суммарной выходной мощности, и устойчивость работы усилительного тракта, так как сумматоры улучшают развязку между отдельными каскадами. Кроме того, при суммировании мощностей сигналов улучшаются условия охлаждения мощных полупроводниковых приборов, рассредоточиваемых на большой поверхности.
Поскольку проблема суммирования мощностей сигналов особенно актуальна в СВЧ диапазоне, то применительно к нему и рассмотрим данную проблему.
1.4 Суммирование мощностей сигналов с помощью многополюсной схемы
Многополюсный сумматор должен иметь N входов (обозначим их номера с 1 по п) для подключения N однотипных генераторов, один общий выход для подключения нагрузки (обозначим его как 0) и К входов для подключения балластных нагрузок. Рассмотрим эти нагрузки как составную, обязательную часть сумматора и поэтому определим последний как многополюсник с (n+1) входами (смотри рисунок 1.5). Будем считать, что ко всем входам присоединяются фидерные линии с одним и тем же волновым сопротивлением, равным стандартному значению r0=50 Ом.
Сумматор сигналов должен отвечать следующим требованиям:
– мощность сигнала в нагрузке, за вычетом небольших потерь, должна быть равна сумме номинальных мощностей отдельных генераторов.
– все входы сумматора должны быть развязаны между собой или взаимно независимы;
– мощности отраженных сигналов по всем входам должны быть равны нулю;
– перечисленные свойства должны сохраняться в требуемой полосе частот.
Рисунок 1.5 - Сумматор как многополюсник с (n+1) входами.
Второе требование означает, что сигнал от каждого генератора не должен поступать в каналы, к которым подключены другие источники, и, следовательно, влиять на их работу. Изменения в режиме работы любого генератора, включая режимы холостого хода и короткого замыкания, не должны влиять на работу и мощность всех других генераторов. Мощность последних должна по-прежнему оставаться равной номинальному значению и поступать из сумматора в полезную или балластную нагрузки.
Перечисленным требованиям отвечают сумматоры:
– составленные из К ступеней мостовых квадратурных устройств;
– составленные из К ступеней устройств синфазного типа;
– типа «звезда».
Структурная схема сумматора 1-го вида на основе мостовых устройств квадратурного типа по сложению мощностей четырех генераторов приведена на рисунке 1.6а; восьми генераторов - на рисунке 1.6а.
Рисунок 1.6 - Фазовращатели дискретного типа.
Требуемые фазы сигналов на входе сумматора показаны на рисунке 1.6; БН - балластная нагрузка. Топология двух типов мостового квадратурного устройства на микрополосковых линиях приведена на рисунке 1.6 при рассмотрении схемы СВЧ генератора балансного типа по суммированию мощностей двух транзисторов.
Из рассмотрения схемы рисунке 1.7 следует, что в данном варианте сумматора число складываемых по мощности генераторов N = 2К, где К -число ступеней мостовых устройств, количество которых при переходе от одной ступени к другой удваивается. Требуемый сдвиг сигналов по фазе на входе сумматоров можно получить с помощью фазовращателей дискретного типа.
Сумматор 2-го вида строится на основе устройств синфазного типа, в частности шестиполюсника, топология которого приведена на рисунке 1.8. Шестиполюсник состоит из двух отрезков линий длиной по 0,25lд и балластного сопротивления величиной 2r. Значения волновых сопротивлений линий показаны на рисунке 1.8.
Рисунок 1.7 - Топология сумматора на основе устройств синфазного типа
Рисунок 1.8 - Схема сумматора 2-го вида на основе шестиполюсников.
Структурная схема сумматора 2-го вида на основе шестиполюсников по сложению мощностей четырех генераторов приведена на рисунке 1.8 Здесь ко всем входам сумматора сигналы подводятся с одинаковыми фазами.
Структурная схема сумматора 3-го вида, построенного по схеме «звезда», по сложению мощностей четырех генераторов приведена на рисунке 1.9. Здесь ко всем входам сумматора сигналы, как и в предыдущем случае, подводятся с равными фазами.
Рисунок 1.9 - Схема сумматора 3-го вида, построенного по схеме «звезда».
При волновом сопротивлении внешних линий передачи r и сопротивлении нагрузки Rн=r следует иметь: сопротивление балластной нагрузки Rбал=r, волновое сопротивление отрезков линий сумматора длиной по 0,25lд .
Следует отметить, что разбаланс амплитуд и фаз суммируемых сигналов в рассмотренных схемах (см. рисунок 1.6, 1.8, 1.9) приводит к ощутимым потерям, поскольку часть мощности от генераторов вместо полезной нагрузки начинает поступать в балластные сопротивления. Поэтому при суммировании сигналов необходимо с определенной точностью стабилизировать фронт амплитуд и фаз сигналов, в том числе с помощью устройств автоматического регулирования. Особенно ощутимы потери при выходе из строя усилителей. Так, например, в случае суммирования двух усилителей при отказе одного из них происходит уменьшение мощности в полезной нагрузке в четыре раза по сравнению с нормальным режимом работы, т.е. с 2Р1 до 0,5Р1, где Р1 - мощность одного транзистора. Другая часть мощности работоспособного усилителя в 0,5Р1 начинает рассеиваться в балластной нагрузке.
При суммарной мощности сигналов до нескольких десятков ватт сумматоры изготавливаются на основе микрополосковых линий. При большем значении мощности используются двухпроводные и коаксиальные линии, а в сантиметровом диапазоне волн - волноводы. Сумматор является устройством взаимного типа. Поэтому при подаче сигнала на общий вход 0 схема становится делителем мощности сигнала на N каналов[6].
2 ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ УСТРОЙСТВА СЛОЖЕНИЯ
Рассмотрим устройство сложения сигналов выполненное на двух гребенчатых микрополосковых фильтрах, собственные выходы канальных гребенчатых фильтров непосредственно объединены в один общий выход без дополнительной высокоомной проволочной линии (смотри рисунок 2.1).
Это объединение позволило создать сумматор с высокими электрическими характеристиками, поскольку здесь гребенчатые фильтры на общем выходе слабо взаимодействуют друг с другом. Конструкция устройства получается при этом максимально простой[7].
Рисунок 2.1 – Устройство сложения сигналов на двух гребенчатых
микрополосковых фильтрах
На чертеже показано: 1 - входной проводник первого фильтра, 2 и 3 - резонаторы первого фильтра с емкостями C1 и C2, 4 - выходной проводник первого фильтра, 5 - входной проводник второго фильтра, 6 и 7 - резонаторы второго фильтра с емкостями C 3 и C4, 8 - выходной проводник второго фильтра. Выходные проводники фильтров 4 и 8 совмещены друг с другом.
Рабочий сигнал первого канального фильтра подается на вход 1 сумматора, а рабочий сигнал второго канального фильтра подается на вход 2 сумматора. Далее эти два входных сигнала суммируются на общем выходе сумматора.
Рассмотренная структурная схема устройства сложения по конструкции проще аналогичных по назначению устройств и имеет меньшие габариты за счет исключения из нее двух высокоомных проволочных линий.
Рабочая конструкция данного сумматора выполнена на микрополосковых линиях и включает в себя два гребенчатых канальных фильтра . В каждой канальной полосе частот сумматор имеет высокие электрические характеристики: КСВН не превышает 1,3 по обоим входам и выходу, потери по каждому каналу имеют значение менее 1,4 дБ, а развязка между входами составляет более 25 дБ.
Рассмотрим вариант построения устройства сложения сигналов на основе схемы фильтра сложения сигналов (ФСС), выполненного из шести отрезков коаксиального кабеля той же марки, что и фидеры (смотри рисунок 2.2).
Рисунок 2.2 – Устройство сложения сигналов из шести
отрезков коаксиального кабеля
Работа этого фильтра основана на следующих положениях теории длинных линий:
1) Входное сопротивление линии длиной в четверть длины волны, короткозамкнутой на конце, бесконечно велико.
2) Входное сопротивление линии длиной в половину длины волны, короткозамкнутой на конце, равно нулю.
3) Входное сопротивление линии длиной, равной целому числу полуволн, короткозамкнутой па обоих концах, относительно точек,. находящихся внутри линии, бесконечно велико.
Фильтр рассчитан па подключение двух антенн: антенны с меньшим номером канала - "а" и антенны с большим номером канала - "б". Размеры отрезков кабеля выбираются следующим образом: длина отрезка 2 равна половине длины волны в кабеле для капала "б", длина отрезка 3 - четверти длины волны в кабеле для канала "б", длина отрезка 4 - четверти длины волны в кабеле для канала "а", а длина отрезка 6 - половине длины волны в кабеле для канала "а".
Длина отрезков 1 и 5 выбирается так, чтобы суммарная длина отрезков 1 и 2 составляла половину длины волны в кабеле для канала "а", а суммарная длина отрезков 5 и 6 - несколько полуволн в кабеле для канала "б".
Рассмотрим прохождение сигнала от антенны канала "а". Поступая по фидеру к точке соединения отрезков 1 и 2, сигнал свободно проходит через отрезок 3 и далее в фидер к телевизору, так как отрезки 1 и 2 в сумме имеют длину в полволны для этого канала, и их сопротивление бесконечно велико. Сигнал не ответвляется в отрезок 4 в связи с тем, что отрезок 6 для него равен половине длины волны и замыкает накоротко конец отрезка 4, а длина этого отрезка составляет четверть длины волны для канала "а", так что входное сопротивление отрезка 4 бесконечно велико. Аналогично проходит сигнал от антенны канала "б" с тем лишь различием, что в сумме длина отрезков 5 и 6 равна нескольким половинам длины волны для канала "б".
Традиционно для построения устройств сложения сигналов телевизионного диапазона используется балансная схема, схема звезда и комбинированная схема. На рисунке 2.3 представлено устройство сложения сигналов двух передатчиков по балансной схеме, на рисунке 2.4 – устройство сложения сигналов трёх передатчиков по схеме "звезда", на рисунке 2.5 – устройство сложения сигналов четырёх передатчиков по комбинированной схеме.
Рисунок 2.3 – Устройство сложения сигналов двух передатчиков
по балансной схеме
Рисунок 2.4 - Устройство сложения сигналов трёх передатчиков
по схеме "звезда"
Рисунок 2.5 - Устройство сложения сигналов четырёх передатчиков
по комбинированной схеме
Исходя из задания на дипломный, проект выбираем схему устройства сложения сигналов типа «звезда». Структурная схема устройства представлена на рисунке 2.6.
Рисунок 2.6 – Структурная схема устройства сложения сигналов передатчиков
3 ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ ТИПА ФИЛЬТРОВ
Проектирование полосоно-пропускающего фильтра начинается с выбора конструктивного исполнения его элементов (резонаторов). Критериями выбора типа резонатора могут служить габариты, потери, широкополосность, простота изготовления и т.д.
В диапазоне частот от десятков килогерц до сотен мегагерц применяют фильтры сосредоточенной селекции (ФСС), состоящие из индуктивностей (L) и емкостей (C) или LC-фильтры[10].
В диапазоне частот от 300 МГц до 4 ГГц применяются фильтры состоящие из отрезков коаксиальных, полосковых и микрополосковых линий передач.
В соответствии с максимальной заданной частотой генератора, в качестве полосоно-пропускающего фильтра используем фильтр LC-фильтр (фильтр сосредоточенной селекции ).
Расчет LC-фильтров основан на теории реактивных четырехполюсников. Рабочее затухание четырехполюсника ap связано с его рабочим коэффициентом передачи H(jω) соотношением
(3.1)
Стоящий под знаком логарифма квадрат модуля рабочего коэффициента передачи частотной характеристики четырехполюсника называется иначе коэффициентом потерь мощности. Перепишем выражение (1.1) следующим образом:
(3.2)
где
W-положительный вещественный коэффициент,
M ( ) - полином от ,
- частота
В качестве полинома может быть взят любой полином, но в практике расчетов полиномиальных фильтров преимущественное распространение получили полиномы Чебышева вида
(3.3)
и полиномы Баттерворта вида
. (3.4)
Ценным свойством полиномов Чебышева, обусловившим их широкое применение для синтеза фильтров, является то, что частотная характеристика фильтра аппроксимированная полиномом Чебышева дает более высокие величины затухания фильтра в полосе задерживания при одинаковой неравномерности в полосе пропускания, чем использование любых других полиномов.
Полиномы Баттерворта F(x) также находят широкое применение для аппроксимации частотных характеристик затухания фильтров. При их использовании получаются фильтры с монотонными частотными характеристиками затухания в полосе пропускания.
Если сравнить полиномы Т(x) и F(x) одинаковой степени, дающие фильтры с одной и той же неравномерностью затухания, то полиномы F(x) дают меньше затухания в полосе задерживания, чем полиномы Т(x). Вместе с тем фазовые и переходные характеристики фильтров получаются лучше при использовании полиномов Баттерворта F(x). Поэтому последние чаще применяются при фильтрации импульсных сигналов.
В выражениях (1.3) и (1.4) величина n характеризует класс (порядок)
фильтра от которого зависит количество элементов.
Таким образом, в качестве , в качестве полосоно-пропускающего фильтра используем фильтр LC-фильтр на основе полинома Баттерворта 3 – го порядка.
Для расчета параметров и анализа фильтров используем программное обеспечение RFSim99.
RFSim99 представляет собой редактор для проектирования уникальных высокочастотных радиокомпонентов, а также разработки принципиальных схем электронных устройств путем вставки уже готовых элементов из предлагаемых библиотек. Возможен расчет конструктивных параметров и основных характеристик простых и печатных катушек, конденсаторов, пяти различных видов направленных ответвителей, двух образцов микрополосковых, двухпроводных и коаксиальных линий передач, а также разветвителей (резистивных и Вилкинсона). Принципиальную схему можно нарисовать самостоятельно или сгенерировать автоматически, если она состоит из стандартных звеньев – фильтров, согласующих устройств, аттенюаторов. В этом случае для расчета и построения схемы придется указать все требуемые параметры[12].
Нарисованный самостоятельно, как и созданный автоматически проект можно редактировать и видоизменять. Для описания нестандартных устройств в среде моделирования присутствует опция замены элементов схемы двух- или трехполюсниками с указанием S-параметров. Также доступна функция, имитирующая режим, в котором каждый компонент схемы будет обсчитываться согласно своему эквивалентному физическому представлению.
Согласно задания, рассчитанные фильтры имеют:
- допустимые потери мощности при передаче от входа к выходу не более 1дБ;
- коэффициент стоячей волны каждого входа и выхода не более 1,3;
- коэффициент отражения по напряжению не более
Г = (1,3 – 1)/(1 + 1,3) = 0,13;
- волновое сопротивление входа и выхода 50Ом.
4 ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ФИЛЬТРОВ, ВХОДЯЩИХ В СОСТАВ УСТРОЙСТВА
4.1 Расчет характеристик фильтра для частотного диапазона 0.7-0.72 ГГц
Центральная частота фильтра равна
0.7 + (0.72 – 0.7) / 2 = 0.71 ГГц.
Скриншот окна программы синтеза и анализа фильтров с результатом расчета параметров фильтра представлен на рисунке 4.1.
Рисунок 4.1 – Скриншот окна программы с результатом расчета параметров
График коэффициента передачи по мощности фильтра представлен на рисунке 4.2.
Рисунок 4.2 – ЛАЧХ коэффициента передачи по мощности фильтра
Результаты анализ характеристик фильтра представим в виде таблицы 4.1.
Таблица 4.1 – Результаты анализа характеристик фильтра
|
Частота, МГц |
Волновое сопротивление, Ом |
Коэффициент отражения |
Потери мощности, дБ |
|
700 |
49,65 |
0,11 |
-0,05 |
|
710 |
50 |
10-15 |
0 |
|
720 |
49,65 |
0,11 |
-0,05 |
4.2 Расчет характеристик фильтра для частотного диапазона 0.74-0.76 ГГц
Центральная частота фильтра равна
0.74 + (0.76 – 0.74) / 2 = 0.75 ГГц.
Скриншот окна программы синтеза и анализа фильтров с результатом расчета параметров фильтра представлен на рисунке 3.3.
Рисунок 4.3 – Скриншот окна программы с результатом расчета параметров
График коэффициента передачи по мощности фильтра представлен на рисунке 4.4.
Рисунок 4.4 – ЛАЧХ коэффициента передачи по мощности фильтра
Результаты анализ характеристик фильтра представим в виде таблицы 4.2.
Таблица 4.2 – Результаты анализа характеристик фильтра
|
Частота, МГц |
Волновое сопротивление, Ом |
Коэффициент отражения |
Потери мощности, дБ |
|
0.74 |
49,65 |
0,12 |
-0,06 |
|
0.75 |
50 |
10-15 |
0 |
|
0.76 |
49,65 |
0,12 |
-0,06 |
4.3 Расчет характеристик фильтра для частотного диапазона 0.8-0.82 ГГц
Центральная частота фильтра равна
0.8 + (0.82 – 0.8) / 2 = 0.81 ГГц.
Скриншот окна программы синтеза и анализа фильтров с результатом расчета параметров фильтра представлен на рисунке 4.5.
Рисунок 4.5 – Скриншот окна программы с результатом расчета параметров
График коэффициента передачи по мощности фильтра представлен на рисунке 4.6.
Рисунок 4.6 – ЛАЧХ коэффициента передачи по мощности фильтра
Результаты анализ характеристик фильтра представим в виде таблицы 4.3.
Таблица 4.3 – Результаты анализа характеристик фильтра
|
Частота, МГц |
Волновое сопротивление, Ом |
Коэффициент отражения |
Потери мощности, дБ |
|
800 |
49,55 |
0,11 |
-0,04 |
|
810 |
50 |
10-15 |
0 |
|
820 |
49,55 |
0,11 |
-0,04 |
5 АНАЛИЗ ХАРАКТЕРИСТИК УСТРОЙСТВ
Произведем анализ характеристик устройства при непосредственном подключении выходов трех фильтров в одну точку. Скриншот окна программы с моделируемой схемой представлен на рисунке 4.1.
Рисунок 4.1 – Скриншот окна программы с моделируемой схемой
График коэффициента передачи по мощности схемы в частотном диапазоне 650 – 900 МГц представлен на рисунке 4.2.
Рисунок 4.2 – ЛАЧХ коэффициента передачи по мощности
Результаты анализ характеристик схемы представим в виде таблицы 4.1.
Таблица 4.1 – Результаты анализа характеристик фильтра
|
Частота, МГц |
Волновое сопротивление, Ом |
Коэффициент отражения |
Потери мощности, дБ |
|
Генератор 1 |
|||
|
700 |
49,65 |
0,11 |
-0,05 |
|
710 |
50 |
10-15 |
0 |
|
720 |
49,65 |
0,11 |
-0,05 |
|
Генератор 2 |
|||
|
0.74 |
49,65 |
0,12 |
-0,06 |
|
0.75 |
50 |
10-15 |
0 |
|
0.76 |
49,65 |
0,12 |
-0,06 |
|
Генератор 3 |
|||
|
800 |
49,55 |
0,11 |
-0,04 |
|
810 |
50 |
10-15 |
0 |
|
820 |
49,55 |
0,11 |
-0,04 |
Как следует из приведенного анализа, в заданных частотных диапазонах схема соответствует требованиям технического задания. Таким образом, применять отдельную схему сумматора и согласующего устройства нет необходимости.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В данном курсовом проекте было разработано устройство сложения сигналов трех генераторов дециметрового диапазона волн.
При дальнейшей разработке возможно провести также усовершенствования проекта, связанные с количеством используемых суммирующих сигналов.
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
Список источников доступен в полной версии работы
Графический материал:
Скачать: